通信网络-基于Dechirping技术的宽带全数字阵列雷达时延测量方法研究_图文

第 32 卷第 1 期 2010 年 1 月

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电子与信息学报 Journal of Electronics & Information Technology

Vol.32No.1 Jan. 2010

基于 Dechirping 技术的宽带全数字阵列雷达时延测量方法研究

彭 卫① 汪学刚① 唐 斌① 吴宏刚②
①(电子科技大学电子工程学院 成都 610054) ②(中国民航局第二研究所 成都 610041)

摘 要:该文基于 Dechirping 技术,提出了一种测量宽带数字阵列中不同 T/R 组件间相对时延的新方法。为了提

高雷达系统的灵活性、可扩展性及减低硬件成本,该方法可全部通过软件实现,利用抽取技术和 FFT 算法,不仅

能有效地降低数据率和提高计算效率,而且有较好的测量精度及实时性,并能在一次测量过程中对多个 T/R 组件

间的相对时延进行同时测量。文中从理论角度分析了影响测量方法性能的各个因素及其特点,并在此基础上确定出

测量系统的各项最佳参数。仿真实验结果验证了该方法的有效性。

关键词:宽带数字阵列雷达; Dechirping; 宽带 LFM 脉冲信号; 相对时延测量

中图分类号: TP958

文献标识码:A

文章编号:1009-5896(2010)01-0032-06

DOI: 10.3724/SP.J.1146.2008.01594

A Method of Relative Delay Measurement for the Wideband

Digital Array Radar Based on Dechirping Technique

Peng Wei① Wang Xue-gang① Tang Bin① Wu Hong-gang②

(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 610054, China)

(The Second Research Institute of Civil Aviation Administration of China, Chengdu 610041, China)

Abstract: In this paper, based on the Dechirping technique, a new method of measuring relative delays among digital T/R modules for the wideband digital array utilizing wideband LFM pulses is proposed. To enhance radar system’s flexibility and extensibility and reduce hardware costs, this method can be realized by software. By using the decimation and FFT algorithm, not only can the measurement method be easier to be implemented for computational efficiency and reduce data rate, but also good measurement precision and real-time performance are achieved, at the same time, all relative delays among multiple digital T/R modules are enabled to be acquired in one measurement process. The performance of the proposed method is analyzed from the theoretical angle and thus some optimal system parameters are determined. The simulation results show the effectiveness and efficiency of the proposed method.

Key words: Wideband digital array radar; Dechirping; Wideband LFM pulse signal; Relative delays measurement

1 引言
现代雷达的一个发展方向是宽带全数字阵列雷 达[1],目的是目标的成像及识别。与窄带信号处理不 同,阵列中使用宽带信号,必须考虑阵列孔径渡越 时间的影响,要保证阵元间发射和接收信号的相干 性,最有效的方法就是时延法[2],包括模拟延时和数 字延时[3,4]。为了评估时延法性能,必须测量出阵列 组件间精确的时延量大小,同时,由于数字阵列 T/R 组件之间器件制造公差、温度及环境特性的差异[5] , 也会使得组件之间的时间延迟量不一致,这也要求 对组件之间的相对时延量进行测量,以便于校正。 考虑到实际阵列中一般包含有数十或数百个组件, 所以,最好能在一次测量过程获得多个组件的相对
2008-12-01 收到,2009-05-11 改回 国家自然科学基金(60702070)资助课题 通信作者:彭卫 pw7@163.com

时延量。 现代时延测量有游标法、抽头延迟线法、差分
延迟线法[6]等,为了获得高测量精度,还可进行插值 处理[7]、非线性校正、DLL 法或 PLL 法[8]等。这些 方法不但复杂(需专门芯片或设备),而且从原理上 也不适合多组件大时带积 LFM 脉冲信号的时延测 量。
本文提出了一种宽带全数字阵列 T/R 组件间 相对时延测量的新方法,基于 Dechirping 技术[9], 该方法可一次测量多个 T/R 组件间的相对时延。由 于采用了数字抽取技术和 FFT 算法,该方法可灵活 地满足不同数目、不同精度和实时性要求的时延测 量。同时,文中对组件热噪声、FFT 频域离散采样 噪声及多个 LFM 信号间的相互作用对测量的影响 做了分析,并推导出其理论公式,在此基础上,可 确定出满足要求的测量系统各项最佳参数值。

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第1期

彭 卫等:基于 Dechirping 技术的宽带全数字阵列雷达时延测量方法研究

33

2 测量原理
图 1 为宽带全数字阵列雷达时延测量系统的结 构框图(图中虚线表示通过软件实现)。宽带全数字 阵列雷达的发射和接收过程均通过数字 T/R 组件 进行。数字 T/R 组件上接天线(射频模拟信号),下 接中心信号处理机(中频或基带数字复信号),通过 控制总线和数据总线,数字 T/R 组件与中心控制机 和中心数字信号处理机相连。中心控制机保证数字 T/R 组件之间的同步及波形参数设定,中心数字信 号处理机可对输入信号进行波束形成、组件校正、 脉压及成像处理。

图 1 数字阵列延时测量系统结构框图

时延测量过程如下:对发射过程进行测量时,

中心控制机发出指令,各个 T/R 组件输出 LFM 射

频信号,经天线馈线附近的测量部件接收,再到 T/R

组件的接收部分。对接收过程进行测量时,组件外

接信号源也连接至 T/R 组件接收部分。T/R 组件接

收部分将输入信号进行下变频、采样后至中心信号

处理机。

中心信号处理机内延时测量软件的算法处理步

骤如下:对 N 个待测组件的输出信号分别数字延时

不同的时间单元,相加后进行 D 倍抽取( D 的大小将

在下文中进行讨论),再与 LFM 参考信号共轭相乘

(即进行 Dechirping),最后,加零做 FFT,找出 N 个

峰值点所对应的频率值,经频率-时间换算后,即可

得到与之对应的时延量。

推导过程如下:设第 n 个组件的输出信号为 Xn (mTs )=Sn (mTs ) + nn (mTs )

=

an Tp

rect??????mTTs ?p τn ??????? exp[j2πfI (mTs ? τn )]

? exp[jπu(mTs ? τn )2 ] + nn (mTs )

(1)

其中,u 为 LFM 信号的频率变化率:u = B /Tp ,Tp , B 为 LFM 脉冲信号的时宽和带宽,an ,τn 为第 n 个

组件输出信号的复幅度及待测时延量, nn (mTs ) 为 组件热噪声,可认为是均值为零,方差为 σ02 高斯白 噪声,Ts 为采样周期,采样率: fs = 1/Ts , fI 为信 号载频(一般指中频), rect(i) 表示矩形脉冲信号。

如图 1, N 个组件的输出信号经相应的数字延

时后相加,得

∑N
X(mTs ) =
n =1

an Tp

rect ??????mTs

? (n

?N Tp

/ 2)τ0

?

τn

???????

? exp{j2πfI [mTs ? (n ? N / 2)τ0 ? τn ]}

? exp{jπu[mTs ? (n ? N / 2)τ0 ? τn ]2}

+ nn (mTs )

(2)

实际中,数字延时可通过将输入序列相互间两两平

移 τ0 来实现, τ0 是设定的延时量( τ0 设定为采样周

期Ts 的整数倍值,其大小将在下文中进行讨论)。

经过 D 倍抽取后,有

∑N
X(mTs' ) =
n =1

an Tp

rect ?????? mTs'

? (n

?N Tp

/ 2)τ0

?

τn

???????

? exp{j2πfI [mTs' ? (n ? N / 2)τ0 ? τn ]}

? exp{jπu[mTs' ? (n ? N / 2)τ0 ? τn ]2}

+ na (mTs' )

(3)

其中Ts' = DTs 。设 N 个组件热噪声统计特性相同, 则式(3)中的 na (mTs' ) 为 N 个高斯白噪声之和,其均 值为零,方差为 σa2 = Nσ02 。
LFM 参考信号设定为

Sref (mTs' )=rect??????mTrTefs' ?????? exp(j2πfI mTs' ) exp[jπu(mTs' )2 ]

(4)

其中,Tref 为参考信号脉宽。将 X(mTs' ) 与参考信号

Sref (mTs' ) 共 轭 相 乘 , 即 做 差 频 处 理 , 当 Tref ≥

(N ? 1)τ0 +Tp 时,差频后输出信号为

Xor

(mTs'

)=X

(mTs'

)S

? ref

(mTs'

)

=

Sor

(mTs'

)

+

nar

(mTs'

)

(5)

易证明,

nar

(mTs'

)

=

na

(mTs'

)S

? ref

(mTs'

)

是均值为零,

方差为 Nσ02 的高斯白噪声。

∑N
Sor (mTs' ) =
n =1

an Tp

rect ?????mTs'

? (n

?N Tp

/ 2)τ0

? τn

?????

? exp{?j2πfI [(n ? N / 2)τ0 + τn ]}

? exp{ ? j2πu[(n ? N / 2)τ0 + τn ]mTs'

+jπu[(n ? N / 2)τ0 + τn ]2}

(6)

设 ?rn = ?2πfI [(n ? N / 2)τ0 + τn ] + πu[(n ? N / 2)τ0 +τn ]2 ,则式(6)简化为

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电子与信息学报

第 32 卷

∑ Sor (mTs' )

=

N n =1

an

exp(j?rn ) Tp

?

rect ?????mTs'

? (n

?N Tp

/ 2)τ0

?

τn

?????

? exp{?j2πu[(n ? N / 2)τ0 + τn ]mTs' } (7)

由式(7)中可以看出, Sor (mTs' ) 由 N 个长度为Tp 的

单频脉冲信号线性叠加而成,其傅里叶变换 Sor (f )

由 N 个 sinc 状窄脉冲组成,脉冲宽度为 1/Tp 。

∑ Sor (f

)

=

Tp

N n =1

an

exp(j?rn ) Tp

sinc{Tp[f + u[(n ? N / 2)τ0 + τn ]]}

? exp{?j2πf [(n ? N / 2)τ0 + τn ]} (8)

其中 sinc(a) = sin(πa)/ πa 。由式(8)可知,频域第 n 个

窄脉冲的位置为 fn = ?u[(n ? N / 2)τ0 + τn ] ,其中 τn

为第 n 个组件的待测时延。由此,只要求出 fn ,就

可计算出待测时延 τn 。

实际中,由于 n 及 τ0 已知,fn 可由对 Xor (mTs' )

做 FFT 得到,则第 n 个组件的待测时延可求得

{ } τn

= ? fn

+ u[(n ? N / 2)τ0 ] = ? u

fn u

+ [(n ? N / 2)τ0 ]

(9)

对于阵列来说,更有实际意义的是得到组件之间的

相对时延量。可分别求出组件的待测时延量后相减

得到,例如,第 n 个和第 m 个组件的相对延时量为

τnm = τn ? τm 。
对式(9)做微分,可得时延变化量 Δτ 与频域变

化量 Δf 的关系:

Δτ = ?Δf / u

(10)

3 系统参数的确定及性能分析

(1)时延 τ0 的确定。由前述,一次测量会得到 N 个频率值,必须确定这 N 个频率值与 N 个组件序号

的对应关系。通过将不同组件的输入信号预延时不

同数值,可解决这个问题。如图 1, N 个组件被分

别预延时 (n ? N / 2)τ0 ,n = 1,2, , N ,则 Dechirping 处理后做再做 FFT,会出现 N 个频域位置为:fn = ?u[(n ? N / 2)τ0 + τn ] 的 sinc 状窄脉冲与之对应。 只要 τ0 满足:τ0 ≥ 2Δτmax ,Δτmax 为 N 个组件的最
大待测延时量,则由这 N 个 sinc 状窄脉冲位置即可

确定其所对应的组件序号。

(2)参考信号时宽Tref 的确定。由文献[9]可推出,

要同时测量 N 个待测组件,Tref 必须满足:Tref ≥

(N ? 1)τ0 +Tp 。再考虑到组件的最大待测时延差

Δτmax ,则Tref 须满足:

Tref ≥ (N ? 1)τ0 +Tp + 2Δτmax

(11)

(3)通常,式(8)中 Sor (f ) 的带宽会远小于采样率

fs 。 为 降 低 数 据 率 , 以 利 于 实 时 处 理 , 可 在

Dechirping 处理前,对数据序列进行抽取。由 fn =

?u[(n ? N / 2)τ0 + τn ] , 可 知 Sor (f ) 的 频 域 范 围 为

{?u(N τ0 / 2 + τN ),?u[(1 ? N / 2)τ0 + τ1]} , 因 为

τn ≤ Δτmax ,则 Sor (f ) 的频域最大范围可确定:

{?u(N τ0 / 2 + Δτmax ), ?u[(1 ? N / 2)τ0 ? Δτmax ]} ,

相应的频域最大带宽为 u[(N ? 1)τ0 + 2Δτmax ] 。因

此,要满足采样定理,则抽取后的采样率 fs1 须满足:

fs1 ≥ u[(N ? 1)τ0 + 2Δτmax ]

(12)

由此,可定出抽取倍数: D ≤ [fs / fs1 ], ?i? 表示取整

运算。

(4)测量系统精度。系统的测量精度与 FFT 对

频域的离散采样噪声和组件热噪声有关。由于噪声

的影响,式(9)求出的时延 τn 可表示为: τn = τn
+Δτs + Δτn , τn 为真实时延, Δτs 为与频域离散 采样噪声有关的误差, Δτn 为与组件热噪声有关的 误差,且 Δτs 与 Δτn 相互统计独立。
由数字信号理论可知,FFT 频域采样间隔为

Δf = fs1 / M ,其中 fs1 为抽取后的采样率, M 为频 域采样数。频域离散采样噪声 Δfs 可视为在[?Δf / 2, Δf / 2] 上均匀分布的随机变量,其均值为零,方差

为 σf2 = Δf 2 /12 。由式(10),可得:Δτs = ?Δfs / u , 即 Δτs 是均值为零的随机变量,其方差为

στ2s = Δf 2 /12u2 = fs21 /12M 2u2

(13)

显然,频域采样数 M 越大,频域离散采样噪声的影

响越小,可根据系统精度要求确定 M 值。当抽取后 所得数据个数Tref fs1 ≤ M 时,可在 Dechirping 处理 后的序列中加零,实现频域插值,以降低频域离散

采样噪声的影响。

组件热噪声为零均值高斯白噪声,由文献[10] 可知,线性估计方法所得到的频率误差 Δfn 是零均
值的随机变量,则由 Δτn = ?Δfn / u ,可知 Δτn 为
均值为零的随机量,推导出其方差为

στ2n

=

4π2(Tp2 +Te2r )Tref (8π2Te2p )2 u2TpE0 / σa2

(14)

其中 E0 为归一化单频信号的能量,σa2 = Nσ02 为噪声 方差,Tp 为式(7)中时宽为Tp 的归一化单频信号 1 阶原点矩,Te2r 为时宽为Tref 的归一化单频信号 2 阶 中心矩,Te2p 为时宽为Tp 的归一化单频信号 2 阶中 心矩。
Δτs 和 Δτn 统计独立,它们对时延估计误差的
联合影响,可视为一个均值为零,方差为

στ2 = στ2s + στ2n 的随机变量 Δτsn 作用的结果。

(15)

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下面,对组件间相对时延量的测量误差进行分

析。设 τn 和 τm 是根据式(9)而得到的第 n 个和第 m
个组件的时延测量值,则其相对时延量为
τnm = τn ? τm = (τn + Δτns + Δτnn ) ? (τm + Δτms + Δτmn ) = τnm + Δτsn (16)
其中 τn 和 τm 是真实时延量,τnm = τn ? τm ,Δτsn =
(Δτns + Δτnn ) ? (Δτms + Δτmn ) , Δτns 和 Δτms , Δτnn 和 Δτmn 分别是频域采样噪声和热噪声引起的
误差量。由以上分析可知, Δτsn 的均值为零,方差 为

σn2m = σn2τ + σm2 τ = σn2τn + σm2 τn + 2στ2s

(17)

σn2τ 、 σm2 τ 为第 n 个和第 m 个组件频域采样噪声和 热 噪 声 引 起 的 时 延 估 计 误 差 的 联 合 方 差 , σn2τn , σm2 τn 为第 n 个和第 m 个组件热噪声引起的时延估计 误差方差,στ2s 为频域采样噪声引起的时延估计误差

方差。

值得注意的是,式(5)中的 nar (nTsD ) 为 N 个组件 共同叠加而成的噪声,其平均功率为单个组件噪声

平均功率的 N 倍,即信噪比下降了 10 lg N ,这会影

响测量精度。因此,当 N 较大,测量精度不能满足

要求时,可减少同时进行测量的组件数目,以提高

信噪比;从另一方面来说,当测量精度确定后,通

过式(17),可确定在此测量精度要求下,可同时进

行测量的组件数目。

(5)测量方法不受信号中频 fI 和组件输出信号 复幅度an 的影响,同时,参考信号序列可预先计算 出并存储,以方便使用。

(6)利用线性估计方法进行频率测量,N 个单频

信号共存时所引起的频率测量误差被推导出:

∑ (fn

?

fn )

=

???????k

N =1≠n

2 Re[?j2πanak?Tnpχ?(fn

?

fk )

( ) +anak?χ(1)?(f ? fk )f =fn ]??????? 8π2 an 2 Te2p (18)

f n 是对单频信号频率值为 fn 时得到的频率测量值,

an 为其复幅度, Re[i] 为取实部运算, χ(f ? fn ) =

∑m

rect ?????? mTs'

? nτ0 Tp

? τn

??????? exp[?j2π(f

?

fn )mTs' ],χ(1)

?(f ? fn ) = ?/(?f )[χ(f ? fn )] ,Tnp 为频率值为 fn 的归 一化单频信号 1 阶原点矩,Te2p 为时宽为Tp 的归一 化单频信号 2 阶中心矩。

由式(10),可得相应时延测量误差:

∑ (τn

?

τn )

=

???????k

N =1≠n

2

Re[?j

2πanak?Tnp

χ?

(fn

?

fk )

( ) +anak?χ(1)?(f ? fk )f =fn ]??????? 8π2u an 2 Te2p (19)

(7)实际中,LFM 信号线性度误差会对测量结 果造成不利影响,具体表现为 Dechirping 处理后的 信号不再是单频信号,而是具有一定带宽的信号,
带宽的大小取决于线性度误差,这使得所测频率值
出现偏差。因此,时延测量前必须先对线性度误差
进行校正。借鉴文献[11]中提出的利用 Dechirping 进行 LFM 信号线性度测量的方法,对算法稍作改 进,测量系统可对 N 个组件 LFM 信号的线性度误 差进行同时测量。
4 仿真试验分析
4.1 测量过程 本文的实验系统中,有 16 个数字 T/R 组件,
B = 250 MHz , Tp = 20 μs , fI = 796.875 MHz , fs = 637.5 MHz ,要求在一次测量过程中得到 16 个 组 件 间 的 相 对 时 延 量 。 仿 真 参 数 设 定 为 Δτmax = 0.5 μs , τ0 = 2Δτmax =1 μs , Tref = N τ0 +Tp + 2Δτmax = 37 μs 。 由 式 (12) , 抽 取 后 的 采 样 率 为 fs1 = u[(N ? 1)τ0 + 2Δτmax ] = 212.5 MHz ,从而,确 定抽取数 D =3。
图 2 中显示的是组件信噪比为 50 dB 时,由式 (8)所得到的频域图。图中 16 根 sinc 窄脉冲(实线) 表示待测时延 τn 为零,各个组件信号分别被预延时 (n ? N/2)τ0 时的情况,由式(10)可知,窄脉冲之间相 差 uτ0 。当待测时延不为零时,sinc 窄脉冲位置会偏 离图中实线位置,偏离的大小和方向表明了相对时
延的大小和正负,图中用虚线表示了这一点。设组 件 3,6,8,12 的待测时延量为 τ3 = 0.29872 μs , τ6 = ?1.5096 μs , τ8 = 0.00064 μs , τ12 = 0.5 μs , 则图中频率轴右起第 3 根实线的左边(对应组件 3), 第 4 个实线左边(对应组件 6),第 8 根实线(对应组 件 8),第 12 根实线左边(对应组件 12)附近处均有虚 线,表明这几个组件存在相对时延。虚线位于实线
左边的代表正时延,位于右边的代表负时延(由于时 延量小于分辨率,第 8 根实线附近的虚线被实线盖 住)。由图中可看出,由于 τ6 = ?1.5096 μs>τ0 ,对 应组件 6 的虚线跳至第 4 个实线左边,造成了组件 的测量模糊(将虚线误以为是组件 4 的时延量)。为 了去除测量模糊,可调整 τ0 ,使之满足: τ0 ≥ 2Δτmax ,Δτmax 为 16 个组件的最大待测时延量(由 组件的硬件决定)。 4.2 联合时延估计误差
表 1 中的理论方差由式(13)和式(14)计算得到,
实测方差由 1000 次蒙特卡罗仿真得到。可以看出,
实测方差约等于由 FFT(频域离散采样噪声)引起误
差的方差与热噪声引起误差的方差之和,这与式

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图 2 频域仿真结果

表 1 FFT+热噪声联合时延估计误差的方差

SNR (dB)
30 40 50

理论方差(FFT) ( s2 )
3.8958 × 10?19 3.8958 × 10?19 3.8958 × 10?19

理论方差 (热噪声)( s2 )
2.4635 × 10?19 2.4635 × 10?20 2.4635 × 10?21

实测方差( s2 )
6.2215 × 10?19 4.2650 × 10?19 3.9748 × 10?19

(15)理论分析所得: στ2 = στ2s + στ2n ,是相吻合的。 4.3 多个单频信号相互作用对测量的影响
图 3(a)中显示的是 16 个等幅归一化单频信号, 相邻时延间隔为 τ0=1 μs ,频率间隔为 Δfs = uτ0 = 12.5 MHz 时,按照式(18)计算出的频率测量理论
误差值和仿真实测得到的频率误差值,可以看出,
理论值和仿真值吻合的很好。图中频率测量误差的
最 大 值 为 ?104.6 Hz , 换 算 成 时 延 误 差 为 Δτf = ?104.6 / u = ?8.3680×10?12s 。
图 3(b)为偏离频率差为 Δfs ,相应时延差为 Δτf = Δfs /u 的两个等幅归一化单频信号的频率理论误 差值和仿真测量出的频率测量误差值。可以看出,
当频率差 Δfs ≥ 0.5 MHz 时,由式(18)计算出的理 论值与仿真实测值完全吻合,且随着频率差的增大,
误差值变小(图中虚线为理论值,实线为仿真测量
值)。
4.4 组件之间的相对时延误差
根据文献[12],要保证宽带阵列信号的成像效
果,T/R 组件间输出信号时延差 Δτnm 必须满足条 件: Δτnm ≤ 1/ B 。对于测量系统来说,精度必须 要高于其一个数量级,基于此,我们对测量系统的
的要求是:对组件间的时延估计误差 Δτnm 需满足: Δτnm ≤ 1/12B = 3.3333 ×10?10s ,即其方差要小于 σa2 =1.1111×10?19s2 ,将其代入式(13),得到不考虑 热噪声情况下,频域采样数个数的最小值 M =
(fs21 /12σa2u2 )1/2 = 1.4723 ×104 。由于 Tref = 37 μs , fs1Tref = 7.8625×103 ,不满足频域采样数个数要求。 此时,可通过将 Dechirping 处理后的序列中加零,
来降低频域采样误差影响。为简化起见,本文仿真

图 3 理论误差与实测误差结果

中取整数倍加零。 表 2 为根据式(13),式(14),式(17),选择出的
满足精度要求的参数组合,其理论方差是根据式(17) 计算得到,实测方差由 1000 次蒙特卡罗仿真得到。 可以看出,表中所有组合皆可满足对测量系统的要 求,实际中,可根据对精度和实时性的要求来进行 选择。

表 2 组件之间的相对时延量的方差

组件 SNR(dB)
40 50 50 50

加零倍数
4 2 3 4

理论方差( s2 )
1.0483 × 10?19 9.3940 × 10?20 5.6064 × 10?20 3.8532 × 10?20

实测方差( s2 )
1.0611 × 10?19 9.1400 × 10?20 5.4298 × 10?20 3.5389 × 10?20

当参数设定如 4.1 节时,由式(19)可计算出 16 个组件相互影响所造成的最大延时误差为 1.9280 ×10?11 s ,这保证了 16 个组件间的相互作用对测量 的影响很小。
5 结束语
基于大时带积 LFM 脉冲信号和 Dechirping 技 术,本文提出了一种宽带全数字阵列组件间相对时 延的测量方法,并对其进行了性能分析及仿真研究。 仿真结果表明,该测量方法简单有效,成本低,实 时性好,测量精度较高,易于工程化。在进行系统 设计时,可将测量软件作为一个构件嵌入到数字阵

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列系统中进行实时测量,同时,只要添加相应的算 法,测量软件还可用于大时带积 LFM 信号其它性质 的测量(幅度,附加相位测量及线性度等),该测量 方法已应用于十一五预研项目“全数字宽带阵列成 像”课题研究中。
参考文献
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彭 卫: 男,1969 年生,博士生,研究方向为雷达数字信号处理、 宽带全数字阵列结构设计与空时信号处理、高分辨率雷 达信号分析及处理技术.
汪学刚: 男,1962年生,博士,教授,博士生导师,研究方向为 雷达信号处理、数字化雷达技术.


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