升压式DCDC白光LED驱动芯片的设计_图文

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宰卞科技大浮

硕士学位论文
升压式DC/DC自光LED驱动芯片的设计

学位申请人: 学科专业: 指导教师: 答辩日期:

程帅

微电子学与固体电子学
邹雪城教授 2006年5月9日

华中科技大学硕士学位论文
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白光LED具有发光强度大、效率高、体积小、寿命长等优点,被认为是当前最具 潜力的光源之一。为了充分发挥其优势,良好的驱动是不可或缺的。白光LED驱动芯
片已成为目前电源管理芯片市场的研究热点。

驱动白光LED,关键是要提供恒定的电流,以保证发光强度的稳定和均匀。利用 升压式DC/DC转换器来驱动白光LED具有高效率、高精度、高匹配度、应用灵活等优 点,是便携式应用中首选的方法。本文主要研究的就是用于白光LED驱动的升压式
DC/DC芯片的设计。

本文首先搭建了芯片的整体构架,芯片采用了电流模式PWM控制方式和同步整流 技术,从而提高了瞬态响应速度和转换效率。接着,设计了芯片中的带隙基准电路、 电流采样及斜率补偿电路、功率管栅极驱动电路、软启动电路、反转保护电路等,并 给出了仿真结果。其中,电流采样电路采用无损采样SENSEFET方法替代传统的直接串 联采样电阻的方法,降低了损耗;软启动电路采用脉冲充电方式,降低了充电占空比, 在不用外接电容的情况下可以实现700Ⅳs以上的软启动时间;在整流管栅极驱动电路 中,通过引入负跳沿延时单元,消除了CMOS瞬态短路导通现象,降低了功耗,保护 了输出级。 最后,用HSPICE对芯片进行了全局仿真:芯片启动时间达Nso吮s,输出电压纹 波系数仅为1.64%,中等负载下转换效率在70%以上,输出电压达N15.5V时可以实现 有效的过压保护,能够实现PWM亮度调节功能,仿真结果表明设计的芯片达到了预 期的要求。

关键词:自光LED驱动,直流/直流,同步整流技术,栅极驱动,电流检测,软启动

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Abstract
As
one

of the most promising light

sources,White

LED has many

advantages,such White

as

high luminous

efficiency,higll

luminous intensity,long life period etc.The

LED

driver’S main function is providing constant current,and now it has become the star of power management field.Using

step-叩DC/DC

converter to drive

White

LED is



major

method for portable applications.The design of the step—up DC/DC converter Chip,with the current mode

PWM

control and synchronous rectification,is introduced in this thesis.

In the main part of this paper,firstly,the whole chip’S structure is constructed.And then,the subcircuits such driver for power
as

bandgap,current—sensing and
circuit

slope compensation circuit,gate
are

MOSFETs,soft—start

and

IR compatator

introduced in details.

1nstead of the traditional series resistor technique,the lossless SENSEFET technique is utilized,which reduces the power circuit
cail

dissipation.Without

the external

capacitor,the

soft—start

realize 700/zs start—-up delay by charging the small on-chip capacitor at long

intervals.An improved gate—driver for the synchronous rectifier,which is not only redudng
the power dissipation,but also protecting

OUtput stage,is proposed.Finally,the whole

ch币

simulation results by voltage

HSPICE

ate

given:the start—up delay attains 800,us,the output

rippie

coefficient is only 1.64%,the efficiency is above 70%under moderate load, potection and

and the over-voltage

PWM luminance modulmion are

effective.

KEY

WORDS:White

LED driver,DC/DC,Synchrous rectification,Gate driver,Current

sensing,Soft-start

II

独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工
作及取得的研究成果。尽我所知,除文中已标明引用的内容外,本论文不 包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出 贡献的个人和集体,均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明 的法律结果由本人承担。

学位论文作者签名:乖…尹
伽6年箩月呷日
学位论文版权使用授权书
本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定,即:

学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版,允许 论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部
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保存和汇编本学位论文。
保密口,在 年解密后适用本授权书。

本论文属于
不保密回。 (请在以上方框内打“4”)

学位论文作者签名:稻、”f

指导教师签名:

2006多月(1日’秽。‘年多

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1绪论
本章首先简要介绍白光LED及其驱动方法,接着引入所设计的用于白光LED驱动 的升压式DC/DC转换芯片,然后讲述DC/DC转换芯片的关键技术,最后介绍本文的组织
结构。

1.1白光LED简介
发光二级管(Light—EmittJng Diode,LED)是一种固体光源,当它两端加上正向

电压时,半导体中的少数载流子和多数载流子发生复合,放出的过剩能量将引起光子 发射。采用不同的材料,可制成不同颜色的发光二极管【l】。作为一种光源,LED有很
多优点【2]:

?功耗低,发光效率高——般单个LED的驱动电压为3~4伏,工作电流在几十~
几百毫安,发光效率可达50流明/瓦,而典型白炽灯的发光效率为15流明/瓦。

?寿命长——LED的半衰期(即光输出量减少到最初值一半的时间)大概是1万到
10万小时,是荧光灯的10倍,白炽灯的100倍。


体积小——目前标准贴片封装的LED外形尺寸仅1.6×0.8

mBl2。

自从1996年日亚化学发明白光LED[3】之后,白光LED就被视为最具发展潜力的光

源之一。它具有发光强度大、发光效率高、寿命长等特点【”,除用做LCD背光照明外, 近年来逐步用做照明灯(如己开发的手电筒、应急灯、节能灯)、闪光灯及频闪设备【5I。 白光LED也从小功率(电流几十毫安)发展到中功率(电流上百毫安)及大功率(电流达 1000毫安)。例如,数码相机采用中、大功率白光LED代替传统的氙闪光管做闪光灯, 不仅无须高压电路,并且减少电池消耗,节省空间,增加可靠性,尤其是无须较长的 充电时间,不会因此而丧失抓拍良机,其优越性是不言而喻的。用大功率白光LED做 灯光广告的闪光灯,在夜空中闪闪发光,其广告效果极好。

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白光LED是小型彩色LCD背光照明的最佳选择,这是因为它能使LCD色彩更逼真、 色度更饱和,并且电路简单、占印制板体积小、耗电省、价格较便宜的缘故。近年来, 手机不断更新换代,普及率越来越高,与此同时数码相机逐渐取代传统相机,这促使 白光LED及其驱动器的产量猛增。 为满足不同输入电压、不同的输出电流及不同的LED数等要求,各半导体器件公 司纷纷开发出各种新型白光LED驱动器以满足市场的需要。另外,要说明的是,自光 LED驱动器除可驱动白光LED外,也可驱动蓝色LED或其他颜色LED。另外,由于它 具有稳定输出或可编程恒流输出的特点,也可用作稳压电源或可编程恒流源。自光LED 驱动芯片有着广阔的市场前景,设计白光LED驱动芯片有着极其重大的意义。

1.2白光LED驱动技术
图卜1是白光LED的伏安特性曲线,可以看出白光LED在正向导通后其正向电压 的细小变动将引起电流的很大变化【“,并且,环境温度、老化状况等因素也影响LED 的电气性能。因为白光LED的发光亮度与正向电流呈比例关系,所以这就要求其驱动 电路在输入电压和环境温度等因素发生变动的情况下能有效控制白光LED电流的大 小。否则,白光LED的发光亮度将会不稳定,并且,若其电流失控,使它长期工作在 大电流下,将影响其可靠性和寿命,甚至使其失效17]。

VTH
图1—1 LED伏安特性曲线



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1.2.1两种常用的驱动方法 白光LED是由电流驱动的器件,其亮度与正向电流呈比例关系。对于便携式应用, 有两种常用的方法可以控制正向电流。第一种方法是采用带镇流电阻器的恒压电源[71, 其电路如图1-2所示。这种方法存在两个缺点:第一,由于温度和工艺的原因,难以 保证每个LED的正向压降Ⅵ绝对相同,因此尽管可以保证v珊的稳定和RB的一致性,

vF的微小变化仍会带来较大的I。变化;第二,镇流电阻的压降和功耗使系统效率降
低。

。‰。脚

|L曲2瓦i:; 图1-2带镇流电阻器的恒压电源驱动电路

第二种方法,也是首选的LED电流调整方法,是利用升压式OC/DC转换器来实现 LED的恒流驱动【8J,其电路如图卜3所示。整个驱动电路相当于恒流源,可消除因温 度和工艺引起的正向电压变化所导致的电流变化。参考电压vI。和电流检测电阻器 Rsense的值决定了LED电流。在驱动多个LED时,只需把它们串联就可以在每个LED 中实现恒定电流。驱动并联LED需要在每个LED串中放置一个镇流电阻。 该方法有以下优点: ◆高精度恒流:整个驱动电路相当于恒流源,可消除因温度和工艺引起的正向电压 变化所导致的电流变化。LED电流的精度,基本上取决于转换器的反馈阈值电压 的精度和控制环的环路增益,因此不会受到LED正向电压的影响; ◆高效率:使用低的反馈阈值电压,可以降低电流检测电阻的功率损失,驱动电路

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效率可以达到80%以上;

◆高匹配度:白光LED采用串联方式连接,所以流过它们的电流完全匹配; ◆转换器与LED之间需要二个连接端子,而且LED的使用数量不会受到转换器种类 的影响,这意味着设计者拥有更大的选择空间: ◆体积小:转换芯片及其外围器件可以采用小体积的表贴式封装。 因此该驱动方法广泛应用在各种便携式产品中。基于这种考虑,我们设计了用于 驱动白光LED的升压式DC/DC转换芯片。

鲰祭 图卜3利用升压式DC/DC转换器实现LED的恒流驱动

1.2.2白光LED驱动电路需满足的要求

对于便携式应用,白光LED驱动电路需满足以下要求【9】:
●为满足便携式产品的低电压供电,驱动器有升压功能,以满足1~3节镍氢电池或 1节锂离子电池供电的要求,并要求工作到电池终止放电电压为止; ?驱动器有高的功率转换效率,以提高电池的寿命或两次充电之间的时间间隔;

●在多个LED并联使用时,要求各LED的电流相匹配,使亮度均匀;
●低功耗,静态电流小,并且有关闭控制,在关闭状态时一般耗电小于1肛A; ?LED的最大电流I。ED可设定,使用过程中亮度可调节; ?有完善的保护电路,如低压锁定、过压保护、过热保护、输出开路或短路保护等; ?负载断开

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?小尺寸封装,并要求外围元件小而少,其占用的占印制板体积小 ?对其他电路的干扰小; ?使用方便,价位低。 以上的各种要求其实也是我们设计芯片时的依据和指标。同时,为了能成功设计 出一款升压式DC/DC转换芯片,需要对DC/DC转换器的知识有深入的理解。
1.3

DC/DC转换器关键技术介绍



3.1电流模式PWM控制

To ConUol the Switck

图1—4电流型PWM原理图

电流控制模式是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法【101,基本结构如图
卜4所示。电流控制模式把交换器分成电流、电压两条控制环路。输出电压Vout经过

分压后送入误差放大器的反相输入端,而放大器的同相输入端为精密温度补偿基准电 压vR。,,两者之差被放大后与电感电流的采样信号相比较,决定是否关断开关管。 电压控制环路设置阂值,电流环路调整开关或初级电路中的峰值电流。由于输出 电流正比于开关电流,所以可以在逐个脉冲上控制输出电流,从而电流模式控制具有 比电压模式控制更优越的电源电压和负载调整特性。同时,电流模式控制不需要专门 的限流电路,而且简化了补偿电路。另外,由于电流内环只负责输出电感的动态变化, 而电压外环仅需控制输出电容,所以电流控制模式具有比电压控制模式大得多的带
宽。

总之,电流模式控制方式显著提高了电源的性能:(1)具有良好的线性调整率和 快速的输入输出动态响应。(2)固有的逐个脉冲电流限制,简化了过载和短路保护。
(3)消除了输出滤波电感带来的极点,使电源系统由二阶降为一阶,系统不存在有



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条件的环路稳定性问题。(4)对并联工作的多台电源能够实现自动均流。 但是,需要指出的是当占空比D>50%时,采用电流模式PWM控制的电路不能稳 定工作,必须增加斜率补偿电路进行改善‘11。创。因此,电流模式P砌控制芯片,需要 比电压模式PWM芯片增加电流检测电路和斜率补偿电路。 1.3.2同步整流技术 如今低压大电流已成为Dc/Dc变换器的一种趋势,在这种情况下,传统的采用肖 特基二极管的整流方式已经不能满足高效率的要求,同步整流技术已成为一种必然手
段。

所谓同步整流就是用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管,这不仅可 以大大降低整流器的损耗,提高DC/DC变换器的效率,而且还不存在二极管的死区电 压问题I”1。图卜5为同步整流升压式DC/DC电路拓扑图,功率NMOS管M1为开关管, PMoS管M2为整流管。通过给M1管和M2管施加同步驱动电压,可以使电路有效地工
作。
Viw

图卜5同步整流DC/DC升压电路原理图

对于同步整流,它有以下几项关键技术‘14】: 1.整流器件效率的提高 对于目前采用的整流器件MOSFET来说,一般存在导通、驱动、开关、体二极管 损耗。其损耗特性可由“质量因子”(定义为导通电阻和栅极电荷的乘积)来表示。 因此在提高blOSFET效率时面临很大的限制——必须在导通电阻和栅极电荷之间折中

㈣,即导通损耗和容性损耗之间折中。必须尽量降低其质量因子,使得整流器件各因
数最优化,以提高电路效率。

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2.死区时间的减少 同步整流技术中,如何减小同步整流管驱动的死区时间,从而减小在死区时间内 体二极管导通所产生的损耗对整体效率的影响一直是普遍关注的问题。给同步整流 MOSFET反并联一个肖特基管以及最新的一种单绕组自驱动同步整流技术都可以减小 死区问题对效率的影响。 3.动态响应的提高 新一代高速数据处理电路将以更快的速度工作,在其各个工作状态的相互转换 中,将对应着越来越快的电流变化率。所以小功率电源面l}缶着更快速的负载突变,电 源变换器需要具有非常快速的动态响应,其解偶电容电流响应要求达到A/ns的变化 数量级。对应于输出电压的过冲(上冲或者下冲)可通过降低输出滤波电感值和加大 动态变化时滤波电感上的电压,来满足负载对稳定输出电压的严格要求。 4.轻载效率的提高 在大部分同步整流电路中都存在轻载时效率偏低的问题。为了提高动态响应,~ 般输出电感值都比较小,这会引起轻载情况下电感中的电流变负,导致出现环流,使 导通损耗加大。可以运用多模式控制f1研的方法,在轻载时采用变频,重载中采用固定 频率,防止电感中电流变负,强迫其工作方式从CCM模式转入DCM模式,减少了导通 损耗,从而提高轻载时电路的效率。 5.功率密度的提高 高功率密度的实现,其有效措旌是高频化,减小变换器中的磁性元件和大容量电 容的体积、重量。但高频率化的同时,开关损耗及铁心损耗增大,电路寄生元件也将 对系统工作性能和散热情况产生影响。因而应进一步提高变换器效率和减小电路中寄 生元件参数的大小,在工艺上实现超薄化、扁平化,采用有效的布线和集成封装技术。 但是,对于同步整流技术,需要增加相应的整流管控制和驱动电路,对于升压式 DC/DC芯片,还需要对整流管的衬底电位加以控制。

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1.4论文结构和主要内容
本文,第一章首先介绍白光LED的优势及其驱动芯片研制的意义。然后介绍了两 种驱动方法,其中使用升压式Dc/Dc转换器的驱动方法是便携式应用的首选方法。接 着给出了设计这种转换器的技术指标,这也是本芯片设计的主要依据。最后,介绍了 Dc/Dc转换器的两项关键技术:电流模式PwM控制方式和同步整流技术。 第二章进行芯片整体设计:首先,搭建了芯片的整体构架,接着对芯片引脚、内 部模块、内部引线进行了说明,最后给出芯片应用实例电路及注意事项。 第三章设计了芯片中的带隙基准电路、电流采样及斜率补偿电路、功率管栅极驱
动电路、软启动电路、反转保护电路等,并给出了仿真结果。

第四章,对整个芯片进行了全局仿真。 第五章,对全文迸行总结。

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2芯片整体设计
2.1设计要求
2.1.1芯片要求概述
我们所要设计的芯片是一款固定频率的同步整流升压式DC/DC转换芯片,适用于

要求低电流和高效率的手机背光灯的白色发光二极管应用。该芯片采用1 MHz的固定 运行频率,允许使用小型低ESR电容器,同时频谱易于预测,这对于手机应用是很 重要的。在不使用外置整流二极管的情况下,芯片可以使用一节锂离子电池或三节镍 氢电池驱动串联的2至1J4个白色发光二极管。另外,还可以通过在停机引脚上使用一个 脉冲宽度调制(PWM)信号调整白色发光二极管的亮度。在停机模式下,芯片会断开输 入与输出的连接以实现真正的负载隔离。 2.1.2芯片所要实现的功能 ◆同步整流,高效率且不需要外接肖特基整流二极管 ◆可以驱动3个(或4个低Ⅵ)串联的白色发光二极管(LED) ◆输入电压范围为2.7V到7v
◆真正的负载隔离 ◆具有过热保护功能

◆具有输入欠压锁定功能 ◆输出过电压保护,可以使用小型16 v陶瓷电容作输出电容
◆停机电流要小于1“A

2.1.3芯片应用范围
◆白光LED背光灯

◆数码相机、手机、笔记本电脑、掌上电脑等便携式应用



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2.2顶层结构的搭建
2.2.1芯片结构图 我们设计的采用电流模式PWM控制的同步整流升压式DC/DC白光LED驱动芯片的 顶层结构图如图2-1所示。
vSW

AGND

0ND

图2一l芯片模块结构图

2.2.2芯片引脚介绍 VIN:芯片电源输入引脚

VOUT:转换器电压输出端 VSW:Swith端,功率开关管和整流管的漏极连接端
FB:输出电压反馈引脚,外接电阻调节白光LED最大电流

10

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豇面雨:停机引脚,接低电平时关断芯片。通过在该引脚加PWM信号可以实现 自光LED的亮度调节
GND:功率地 AGND:模拟地

2.2.3芯片模块简述 1.Bandgap--带隙带隙基准电路,为其它电路提供基准电压(、,雎,)和电流偏置。 2.EAMP一误差放大器模块,该模块将输出的反馈采样电压与基准电压进行比较 放大,输出至IREG模块,控制电感峰值电流,使输出电压保持稳定a
3.I

REG一根据误差放大器的输出,设置电感峰值电流限制;在软启动时,根据

软启动电路Soft.start的输出SS,限制工作电流。 4.oSC一振荡器模块,产生电路周期工作的定时信号CLK和斜率补偿所需的锯 齿波信号RAMP。 5.Slope_Comp--斜率补偿电路,将采样的电感电流信号和补偿斜坡RAMP叠加, 输出ICS接PWM_Comp反相输入端。 6.PWM_COMP--脉宽调制比较器模块,其输出下跳沿关断开关管,开启整流管。

7.D曲eN一功率NMOS开关管驱动模块
8.DriveP~功率PMOS整流管驱动模块
9.Body

Control--衬底偏压控制模块,产生同步整流PMOS管的衬底电压及

DriveP的电源。

10.SOFT-START--软启动模块,为了防止刚启动时的浪涌电流而设计的电路。其 输出ss接至I REG,限制启动时的电流。 11.oTP一过热保护模块,当芯片内部结温超过150 oC时,关断芯片,并且有35。C
的迟滞。
12.OVP

COMP--输出过压保护模块,当输出电压Vout超过15.5 V时,关断开

关管和整流管,并且有0.9 V的迟滞。

13.U1帅Comp--输入欠压保护模块,当输入电源电压低于2.4V时,关断芯片,

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并有0.1V的迟滞。
14.H譬ht Load

Comp--轻负载模块,为了提高转换器轻负载下的效率而设计的电

路,使转换器在轻载时进入Skip Mode,降低损耗。
15.Duty Limit

Comp--占空比限制模块,将转换器的最大占空比限制在87%,其

输出DutyL负跳变时,关断开关管。
16.IR

Comp--反转保护模块,防止转换器进入断续模式时电流反相,其输出m

负跳变时,关断整流管。 17.AntiRinging--抗振铃电路,通过短接电感,抑制电路进入断续模式时,VSW
端产生的Ringing。

18.CONTROL--逻辑控制模块,为整个芯片提供定时和控制。 2.2.4顶层结构图中的引线说明
表2-1芯片内部关键引线说明 引线名
VREF CLK

产生电路
Bandgap OSC EAM口 SlopeC

功能描述 基准电压(1.2v) 频率1MHz的脉冲信号 用于斜率补偿的锯齿波信号 误差放大信号 斜率补偿后的电流采样信号 检测的开关管的电流 峰值电流阈值

RAMP
EA 1CS Isw

ⅡH
SS

I_Reg
Soft-start

软启动电路的输出
脉宽调制信号 NMOS控制,为高时导通 PMOS控制信号,为高时导通 开关管的栅极信号 整流PMOS管的栅极信号 整流PMOS管的衬底电位 电流反转指示 整流管电流检测指示 过温指示 占空比超过87%指示 轻载检测指示 输入欠压指示 输出过压指示

P、ⅣM
Dfin DriP NG PG Body IR

PWM—Comp
Control DriveN DriveP Body_Control 】R—Comp



S 0TP Duty—Limit_Comp Light_Load—Comp

OTP D11tyL Light UVP OVP

uVP—Comp
0VIa

华中科技大学硕士学位论文 :=:======—======—====±====—===
2.3芯片的应用

图2-2芯片典型应用电路

2.3.1

LED电流调整

白光LED的电流(ILED)可以依据下面的公式进行调整:
ILED=vFE/RLED

(2-1)

式中vFB为芯片FB引脚的电压,RLED为镇流电阻阻值a

LED的电流也可以通过在而引脚上施加频率为100
的电流。

Hz一1

KHz的PWM信

号来实现。当PWM信号的占空比为100%,即爵i五丽始终为高电平时可以获得最大

该芯片可以驱动串联连接的2到4个白光LED,当驱动串联的4个LED时,应 选择正向导通电压较低的LED,以防止输出端电压太大而激活输出过压保护(ovP)
功能。

2.3.2电感的选择 电感的饱和电流必须大于每个周期电感上的尖峰电流。选择较低DCR的电感将

13

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会降低功耗,增加效率。 电感的最小值可通过下面的公式计算出来:

L>訾029争,)


1 D’



pz,




式中,Vaq为输入电源电压,RDsoN为开关管通态电阻,D为占空比,D’----1一D。 2.3.3电容的选择 对于输入、输出端的电容,应选用低ESR的瓷片电容。叠层式的X7R或X5R系 列瓷片电容是最佳选择。电容容量不需太大,1ⅣF对于大多数应用就足够了。当然, 在一些特殊的应用中,可能需要输入端电容最少有4.7/zF,以保证正常的启动。还可 以在输入端增加一个100 nF的瓷片电容来消除输入电压的高频纹波。

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3芯片模块电路的设计
3.1带隙基准电路
带隙基准电路是本芯片中重要的电路单元,对于调整器的输出精度有很大的影响。 一个性能良好的带隙基准电路能够保证在一定的范围内基本上不随电源电压、工艺参 数及温度的变化而变化。设计带隙基准,首先要从芯片的整体性能考虑设置它要达到
的指标。

3.1.1带隙基准电路的设计指标 1.基准电压温度系数 带隙基准电路的一项关键技术指标就是其电压温度系数口,,它表示由于温度变化 而引起输出电压的漂移量,简称温漂,单位是10七/'c(即1 ppm/*C),其计算公式如
式(3-1)所示:

坼2话昔 铲去鲁(3-1)
式中VREV为带隙基准电路输出的基准电压。带隙基准电路理论上可以实现零温 漂,实际上由于受基极电流IB等因素的影响,Ⅵ。只能接近于零温漂。对于本设计, 从精度和电路复杂度上综合考虑,温度系数小于50 ppm/。C即可。 2.电源抑制能力 对带隙基准电路而言,应保证输出电压尽量和输入电源无关,也就是要保证尽量 高的电源抑制能力。表征电源抑制能力的参数有两个:电压调整率和电源抑制比。 电压调整率表征了输入电源电压变化时,基准电压保持稳定的能力。它定义为 AVR。,/AVI,该值越小越好,其中△VI为输入电压的变化量,△、k,表示由AVt引起的 基准电压的变化量。 电源抑制比(PSRR)就是表征电源抑制能力的交流小信号参数,其定义如式(3—2)
所示:

15

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PSRR;

呈垄璺生!!。
Ripple oII‘put

! AvO¨。。ou㈣

(3—2)

其中Ripplep。。和Rippleoutput分别为电源电压和输出电压的小信号变化量,
AⅥP0wcr。Outp,at)为输出电压对电源电压的增益。 为了保证较高的电源抑制比,通常在基准源内部会采用高增益、负反馈连接的放 大器电路。但是随着频率的提高,寄生参数会导致放大器增益的减小,从而导致电源 抑制比的下降,同时,还可能导致电路的不稳定。 对于本芯片而言,基准源输出电压的电源抑制比,应保证在频率低于10 KHz时 大于60dB。 3.启动性能和稳定性 对于基准源电路,还涉及到电路的启动问题。启动性能是指电路跳出刚加电时不 希望的锁定状态,进入正常工作状态的能力。为了保证基准源电路顺利启动,通常要 增加启动电路,启动电路设计的原则是,既要能保证电路摆脱初始锁定状态,又要保 证在电路正常工作时尽量地不影响电路的工作,同时还要考虑其功耗和电路复杂性因 素。 通常情况下,带隙基准电路中包含了负反馈放大电路,因此可能会产生震荡现象, 所以稳定性也是必须要保证的。 对于本芯片的带隙基准电路而言,除了上述主要性能指标之外,还要考虑其噪声 抑制能力、负载调整能力、功耗、芯片面积以及设计复杂度等。 3.1.2带隙电路结构的选择和基本参数的确定 带隙基准电路从发明到现在已经历经40多年历史,为了满足不同的要求,有很多 种不同的电路构架。设计带隙基准电路的第一件事就是选择一种合适的电路结构。我 们希望设计的带隙基准的输出电压在1.2V左右。另外,考虑可移植性,该电路最好 能和标准CMOS工艺相兼容。一种简单而实用的带隙基准电路如图3-1所示【17d 81。

R1、R2、R3、Q1P8和Q9构成核心带隙电压产生器,放大器AMe3G为反馈放大器,
保证A和B点电位相等。

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图3-1

带隙基准电路结构框图

要构成带隙电路,我们需要具有正温度系数和负温度系数的电压或电流。由器件 物理知道,如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下,那么它们的基极.发射极 电压的差值就与绝对温度成正比,也就是说具有正温度系数。在图3—1所示电路中, 放大器AMP_BG保证A、B两点的电位相等,R3上的压降就等于09和Q1P8的基 极.发射极电压的差值。

%以‰屯飞矿叫卦叫亡卜(鲁)∞,
式中,VT=kT/q,为热电压;AElP8、AE9是Q1m Q9管的发射区面积,它们的比值为
N:1。

由于VA----VB,则I,R2=11R1。代入(3.3)式得:

MR3=叫N罟) ≯鲁=志叫N罟)

(3-4)

由此可见,R3上的压降具有正温度系数且与热电压VT成/E比。 另外,可得:

驴-:罟=羔叫N罟)
VRI=IIRI=KRE,V1.m(N等)
17

(3—5)

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R1上的压降vRt也与vT成砒其}匕例系数为詈lIl卜鲁),只与Q1P8,和Q9
的发射极面积比、R2和R1的比值、R2、R3的比值有关。 于是,正温度系数的vRt和负温度系数的VEB9相叠加就可以得到带隙基准电压

Vm。

vR。=VEB,+vRl_v髓9+I。R1_%。+警VThfN箭)

(3-6)

从式(3.6)中可得到带隙基准电压只与PN结的正向压降、电阻的比值以及Q1耶和
Q9的发射区面积比有关,因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。当基准建立

之后,基准电压与输入电压无关。合理设置电阻比例和PNP管发射极面积比,可以使 正负温度系数相抵消,使带隙基准电压、,吐,具有接近零的温度系数。 式(3-6)两边对温度T求导,得到:

鳖0T一竖0T粤R3詈111(N堕R1)


(3_7)





只要保证式(3—8)成立,就可以使带隙基准电压V。具有零温度系数。

丝lnfN里1:一旦监
R3

(3.8)



R1』



0T

下面来初步确定以上几个关键参量的值:首先确定PNP管的发射极面积比,N一 般选取4、6、8、10,从版图布局来考虑N=8最理想,如果要减小版图面积,也可 考虑N=4,这里选择N=8。对于R2和R1的比值,为了使三极管总的静态电流最小, 同时版图面积也较小,选择R2/R1=1。对于R2/R3的确定还需要知道所用工艺中VPNP

管的温度系数。通过查看工艺库文件和简单的仿真,得到旦》=一1.91×10~V/K。
将以上已经确定的参量代入式(3—8)中,得到:

将以上参量代入式(3—6)中可以得到25 oC时的带隙基准电压:

一R2

1.91xlO-3:10.55
1.81X10’

(3.9)

R3

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V唧=vEB9+嚣呐fN嚣1-0.665+10.55x0.054-1.23V
数。

@㈣

至此,带隙基准电路的电路结构已经设计完毕,下面的工作是设计具体电路和参

3.1.3带隙基准具体电路的设计
利用上面的电路结构的一种自偏置的带隙基准电路如图3-2所示。电路中M1~

M9组成了图3-1中的AMP BG。PMOS管M1和M2组成放大器的输入差分对,这 里需要说明的是,之所以使用PMOS管做输入级有两个原因:第一,从输入共模电平 考虑,A、B两点的电位即放大器的输入共模电平只有0.66 V,而本芯片所采用工艺 中的NMOS管的阈值电压VTH0就有0.83V,在考虑衬偏效应时会更大,所以用NMOS 作差分输入级是不合适的;而PMOS做差分输入级时,输入共模电平可以低到零,甚 至为负值,可以满足要求。第二,从对输入电源VIN的电源抑制特性上考虑,要提高 输出电压VR卫F的电源抑制比,就需要提高负反馈运算放大器的电源抑制比。采用PMOS 管作输入级的放大器的电源抑制性能比采用NMOS管作输入级的要好。 另外,运放的失调Vos是基准源的一个主要误差源。失调也就是当运放的输入为

零而其输出电压并不为零的情况【19删。当考虑vos时:

vR。屯,+两R2mfN罟)+VOS】

(3-11)

对于上式,需要说明的是尽管存在失调电压,式中我们依然假设了Ic。一Ica。这 里的关键问题是失调电压被放大了R2/R3倍,在V肛F中引入了误差。更重要的是, Vos本身随温度变化,因此增大了输出电压的温度系数。因此,应尽量减小AMP_BG 的失调电压Vos。一种行之有效的方法是运放采用大尺寸器件并仔细选择版图的布局 使得失调最小。本带隙基准电路中的放大器就采用了大尺寸的MOS管来降低失调。

19

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图3-2带隙基准具体电路

下面的问题是,运放的偏置电流如何产生。两种简单的办法如图3.3所示。但它 们有一个问题,就是产生的偏置电流是电源VIN的函数。这将大大降低电路对VIN 变化的抑制能力。图3—2中的偏置产生电路可以称为“自偏置电路”,它使用电路产生 的基准电压来产生电路的偏置电流。忽略衬底偏置效应和沟长调制效应,假设电源电 压VIN足够使Mll处于饱和区,可以得到式(3.12):
4RBI) 一V。,。)2=l。 0.5耻c。x(孚)M11(、k—R4一v。,。)2;lB 21—3( 耻c。x(÷)M11(、k一


(3一

式中“为载流子迁移率,Cox为单位面积栅氧化层电容,Vrall为Mll管的闽值
电压,IB为基准电流。由式(3—12)可以看出,IB与电源电压VIN无关。

使用这种“自偏置电路”会带来电路的启动问题:当VREP小于VTUn时,偏置电流 IB=0A,M9截止,vREF被拉至零电位,也就是电路被锁定在Ⅵ。=O V、Ie=0A的 状态。为此,需要启动电路。启动电路设计的原则是,既要能保证电路摆脱初始锁定 状态,又要保证在电路正常工作时尽量的不影响电路的工作,同时还要考虑其功耗和
电路设计的复杂性等因素。一种简单而有效的方法是在M9的栅极增加一个防止锁定 的下拉电路,下拉电路可以是~个电阻,或一个二极管连接的MOS器件。为了减小

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启动后启动电路的影响,同时有尽量小的功耗,所使用的电阻必须非常的大,这会占 用大量版图面积。使用宽长比较小的MOS管可以在较小的版图面积下保证较高的电 阻值。图3.4为增加了启动电路的带隙基准电路。小宽长比的MOS管M120、M12 和电阻R6串连,组成一个等效电阻很大的二极管。当电路处于锁定状态时,M8截止, 启动电路将M9的栅极电压下拉至零,M9导通,产生较大的vREF,同时产生IB,使 电路摆脱锁定状态。

斟3-3两种简单的偏置电流产生方法

图3.4带启动电路的带隙基准电路

21

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图3-5完整的带隙基准电路

下面再考虑电路的稳定性问题。如图3-1所示,带隙基准电路为负反馈结构,不 恰当的零、极点可能会导致电路的震荡,需要进行频率补偿。补偿后的电路如图3.5 所示。电容c1、c2为补偿电容,同时,c1还兼有输出滤波功能。 3.1.4带隙基准源的仿真及验证 电路结构与器件参数确定之后,下面要做的就是仿真验证,仿真工具采用HSPICE
软件。

首先进行的是直流分析:包括温度特性分析和输入电压直流分析。 1.温度特性分析: 对基准源电路进行温度特性的直流扫描,其输出波形见图3-6。仿真中将温度从 一40-125℃进行DC扫描,仿真考虑了五种情况(n、ff、ss、fs和sf),即工艺角。根据 仿真曲线,我们可以计算出Ⅵ。的温度系数:

~,。忐鲁“去篱娟.tppm,oc

@㈣

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一 一 一 一 一 一
Temp口at口t£lin)0Et_c)

图3-6VIN=3.3V时,VRⅡ随温度变化的曲线

VREF的温度系数很小,而且各种模型下仿真曲线相差不大,这个结果令我们非常
满意。

2.输入电压直流扫描; 在25℃时对输入电源电压进行从2.7 V到7 v的直流扫描,获得带隙基准电压
Ⅵ。变化曲线如图3-7所示。从仿真结果可以看出全电压范围内vR。,的交化为23
mV,

基本满足要求。从仿真波形可以计算出V。的电压调整率:

电压调整率vREF专会瓷寿j—1.2了27=-犷1.204≈5.0×1。.3
麓 恤 娜

18 门1 {_十J— 】Jj


(3-14)



.一/
图3-725*C


Voltege x


./
Qin)(Ⅷ)



./

vREF随VIN的变化曲线

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接着进行交流分析,对带隙基准源电路的交流分析主要包括电源抑制比的仿真和
噪声特性的仿真。

1.电源抑制比(PSRR)仿真: 电源抑制比的仿真通过将交流信号源加在电源端,仿真观测输出的增益,所得结
果的倒数即电源抑制比。图3.8为基准源电源抑制比仿真曲线。从仿真结果可以看出

低频时电源抑制比相对等恒定,随着工作频率的升高,运放增益下降,电源抑制比也
随之下降,当频率达到1 MHz后,PSRR下降到零。 该电路的电源抑制比只有54 dB,比预设的指标略差一些,主要原因是带隙内运

放增益不够,而且从电源VIN到带隙输出Ⅵ。之间没有有效的隔离措施,因此可以从 这两个方面改善PSRR特性。对于第二个方面,可以先产生一个与电源相对无关的局 部电源VDDL,然后利用它作为带隙核心电路的电源,这样可以有效提高电源抑制比。

\ ; i\i { \
\f








10

100



ye、aeuqorF01 qod ofEBTz)

q。d韫k)

100k

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“ x

图3-8基准源电源抑制比仿真曲线

2.噪声特性分析:
对基准源进行噪声分析,其仿真结果如图3-9所示。从波形可以看出,噪声曲线 在10瞄{z以下时,相对稳定,10 KI-/z以上时,开始下降,到500 KHz左右时,下降
到0。

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Frequency

n00咖z)
10k

100k

1。。

图3—9噪声特性仿真结果曲线

最后进行瞬态特性分析,主要考察带隙基准源的启动特性。通过将输入电源VIN 设置成分段线性PWL源,观察输入电源从零到3.3 v变化时,电路的启动情况。图 3-10为启动时、r髓,的波形。从仿真结果可以,电路可以正常启动,vREF在刚启动时由 一个小的突变,但这并不影响电路的工作。


Ⅳ3
卫 5




VIN





L s




VREF







/一

.√
Time器crI眦)
图3-IO启动时VR口的波形
1Qou




P o

/ j

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3.2电流采样及斜率补偿电路
对于现代开关电源芯片,电流采样是一个必不可少的部分【21】,通过对电感(或开 关管)的电流采样,可以实现电流模式环路控制f22仍】,可以实现过流保护,还可以用 来判断系统是否从连续模式(CCM)进入断续模式(DCM)。 传统的Current-Sensing的方法是在被检测的电流通路上插入一个检测电阻【““, 如图3.11所示。图3.11是一个DC/DC升压电路,通过在开关管源极和地之间插入一 个检测电阻RSENSE来实现电感电流(开关电流)的检测。如果电阻RSENSE的大小已知, 那么流过开关的电流就由电阻Rs硎sE两端的电压确定。这种方法有一个显著的缺点: 由于流过电阻RSENSE的电流较大,那么RsENsE上的功率损耗会降低整个DC/DC转换 器的效率【蝴。从采样精度上来考虑,由于失调和其它实际考虑,转换器满负载时电阻 RsENsE上的电压应该大于100mV。那么如果满负载是1A,那么电阻RSENSE上的功率 损耗就有0.I W之多,如果输出电压是3.3 v,那么电阻RsENsE带来的效率下降就有 3.3%。对于更低输出电压的应用,电阻RSENSE引起的效率下降会更大。另外,由于 很多时候采样电阻需要外接,这种方法还增加了外围电路设计的复杂度。


V'oat



图3?11传统Current-Sensing电路

为了弥补上述方法的不足,很多无损Current.Sensing方法被提出【弘281。其中一种 就是直接利用功率MOS管的RDs,该方法被称为RDs Sensing方法。该方法利用工作 在线性区的功率管的RDs作为电流采样电阻,当其漏源电压很小时,流过功率管的电 流和它的漏源电压成正比,这种方法不会增加额外功率损耗。但是,该方法最主要的 缺陷就是它的采样精度不高。首先因为MOS管的Ros是非线性的,另外RDs还和器
件工艺、温度等因素有关。

鉴于以上考虑,我们采取了一种新的无损耗电流采样方法——sENsEFETSensing

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方法1291,其电路如图3.12所示。图中信号线NG为功率开关管的驱动信号,为高电 平时,开关管导通;MSW为功率开关管,为了减小其导通电阻RDSON,我们将它的 宽长比设计的很大;MOS管Msen为SENSEFET,为了尽量减小采样损耗,Msen的 宽长比远小于MSW的。功率MOS和SENSEFET之间的宽长比的比例因子n是~个 很关键的量。首先,为了减小采样损耗,该比例自然是越大越好;但是,随着该比例 因子的增加,它们之间的匹配精度会下降,从而导致采样精度的下降,因此,该比例 因子的确定需要在采样损耗和采样精度上折中考虑,通常可以取100:1左右。另外需 要注意的是,要尽量保证功率管和SENSEFET的匹配,尤其是在版图设计时需要着重 考虑。电阻Rsen为采样电阻,将SENSEFET采样的电流信号转换成电压。为了保证 开关管和采样管电流的匹配,同时减小采样损耗,电阻Rsen的取值要小;但是如果 该电阻太小,将会使采样的电压幅值太小,会降低采样精度,我们取800Q。由式(3.15) 可以计算得到Current—Sensing电路的输出Isw:

‰=!+Rsen*I。(3-15)


式中,Is为开关管的电流,n为功率开关管和采样管的宽长比的比例因子。
VSW



图3.12采用SENSEFET方法的电流采样电路图

对于电流模式PWM控制电路,为了保证其稳定性,需要采用斜率补偿电路。斜 率补偿有两种方法,第一种是将误差放大器的输出负向叠加一个一定斜率的锯齿波信 号,得到峰值电流门限,与采样的电流信号比较;另一种方法是将采样的电流信号叠 加一个一定斜率的锯齿波信号。这里我们选取第二种方法,其电路图见图3.13。图3—13 电路的右边MSW、Msen、Rsen为Current.Sensing电路,前面已经详细介绍,这里不 再多说;左边电路为斜率补偿电路。RAMP为振荡器产生的锯齿波信号,VB2为偏置

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:=

一=======≈============£========

信号,输出CS为叠加了锯齿波的电流采样信号,输出到PWM比较器的负向输入端,
产生占空比信号。

VB2

RAMP

图3-13斜率补偿电路

由于RAMP是0--1.3 V的锯齿波信号,我们先对电路做大信号分析:

假设三极管的基极一发射极电压(或发射极~基极电压)都相同,设输入端RAMP
的电压为Vx,则1点电压为
V1=Vx+VEB

(3-16)

流过X22的电流Icx2z,

I一吨。=訾=两Vx(3-17)
最后,输出CS的电压由X22的电流Ix22和采样的电流IsEN在电阻Rscn和R60
上的叠加。

k(啬+ISEN)RsEN+…Vx R60=骂蔷掣Vx+扣Rsen(3-18)
由式(3.18)可以看出,输出电压Vcs是开关管电流Is和锯齿波RAMP的线性叠加。

3.3功率管栅极驱动电路
对于开关转换器芯片中功率管栅极驱动电路的设计而言,驱动能力和功耗是至关 重要的指标…。驱动能力主要体现在从发出控制信号到功率MOS管完成开关转换所

28

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需的延迟时间,驱动能力越强,延迟时间越小【31J。目前开关电源的高频化的趋势,使 得对驱动能力指标的要求变得更加苛刻。另外,如何在保证驱动能力的前提下降低驱 动电路的功耗也是设计开关电源驱动电路时必须着重考虑的一个方面。 对于升压型(Boost)DC/DC转换器,需要一个开关NMOS管和整流PMOS管, 通过给开关管和整流管施加同步驱动电压,可以使电路有效地工作。为了简化系统设 计,减小体积,提高集成度,在我们设计的同步整流升压芯片中,将开关管和同步整 流PMOS管都集成在了芯片里。芯片中开关管和整流管的驱动电路如图3.14所示。 DfiN、DriP为开关管M1和整流管M2的逻辑控制信号,经过开关管驱动电路DriveN
和整流管驱动电路DriveP后转换成栅驱动信号NG和PG。同时,对于升压芯片,还

需要为整流PMOS管设计专门的衬底控制电路(Body Contr01)。另外,由于DriP信 号和PG信号的电平不匹配,在设计DriveP模块时还需考虑它们间的电平转换。



图3—14同步整流DC/I)C升压芯片驱动电路图

3.3.1开关NMOS管驱动电路Driven 开关NMOS管栅极驱动电路Driven电路如图3.15所示,该电路最大的特色是利 用自举实现栅驱动能力的增强f32瑚】。下面具体分析其工作原理: DriN为低电平时,3点为高电平,P140管关断;2点为高电平,N133导通,7点 被置为低电平,NWl41也截止;8点为高电平,NWl45管导通,NG被置为低电平, 开关管关断。由于2点为高电平,N132导通,4点为低电平,P143导通,5点电位为
VI)DD:N133导通,6点为低电平,因此电容C12两端电压为VDDD。

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图3—15功率开关NMOS驱动电路

DriN由低电平跳变到高电平,8点变低,NWl45管截止:3点为低电平,P140 导通,开始对开关管栅极充电。2点变为低电平,则N132截止,P144导通,4点变 为高电平,P143管截止;与此同时,N133管截止,P137管导通,6点电位迅速被抬 高到VDDD,由于电容两端电压不能突变,仍保持在VDDD,则5点电位此时被抬高
到2XVDDD,同时由于P142导通,7点电位为2XVDDD,NWl41导通,并且由于

其栅源电压很高,使其工作在线性区,具有很强的电流驱动能力。其后,PG很快被 充到VDDD,开关管导通。 该电路的设计需要注意以下几点:第一,为了保证延时最小,该驱动电路中器件 宽长比应从DriN到NG通路依次增大,并且保持一定的比例因子;第二,对于该设 计,VDDD的最大值为7 v,那么2XVDDD的最大值为14 V,那么要承受2×VDDD 的MOS管就要用高压管;第三,对于电路中的自举,考虑到实际两种工作状态下, P143管和P137管的vDs损耗,及5点的寄生电容,自举后5点电位稍低于2XVDDD。
用HSPICE对Dr{veN电路进行了仿真。仿真中电源电压为VDDD=5 V,图3-16为

DriveN瞬态仿真波形图,其上升时延t,=8.7 ns,下降时延tf=5.8 ns,这表明该驱动 电路的驱动能力能满足较高开关频率的要求。另外7点电压V7经自举后为8.74
V,

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自举率为75%。


l I






Time

0-in)cr工IlIE)

图3.16

Driven仿真波形

3.3.2衬底控制电路 对于PMOS管而言,为了防止衬底二极管正向导通,其衬底电位应该大于源漏电 位中最高者减去二极管的正向导通闽值,即:

vB>max{vD,Ⅵ卜K

(3?19)

式中,vB、vD、vs为分别为整流PMOS衬底电位、漏极电位和源极电位,vF为衬底 二极管的正向导通阈值。对于升压电路,从上电启动到系统稳定的过程中,输出端电 压Vout从零逐渐上升到大于输入电压,最后稳定在设定的值,也就是说,输出电压 Vout既有小于输入电压Vin的时刻,也有大于vill的时刻。那么整流PMOS的衬底不 能固定在Ⅵn或Vout,这就需要一个专门的衬底电位控制电路。另外,为了保证整流 PMOS管能可靠地关断,其驱动电路DriveP的电源电压也存在上述问题,需要满足式
(3-20)的要求:

vp>ma】【{vD,K卜}VrHPf
式中vP为DriveP的电源,Vzm,为PMOS的阈值电压。

(3—20)

据此我们设计了满足以上两种需求的BodyControl电路。衬底电位控制电路Body Control如图3.17所示,电路分两部分,电压比较器Cl和模拟数据选择器。下面详细

3i

二爵 等她趟6
[/\:]
3.3.3整流管驱动电路 DriveP电路如图3—18所示,电路分电平转换和驱动增强两个部分。如前所述,由 于逻辑控制信号DriP和整流PMOS管栅极驱动信号PG间存在电平不匹配,需要电
平转换。图3.18中,M1、M2、M3、M4和反相器inv2构成一个基本的电平转换电

路,能够将逻辑高电平从Ⅵn电压转换成Body电压。同时M1、M3的交叉耦合正反

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馈结构,既可以提高转换速度,又可以可以起到波形整形的作用。另外,该电路还有 抗噪声干扰能力强,静态功耗小等优点。
为了达到足够的驱动能力,在电平转换电路后面又接了两级尺寸逐级增大的反相

器inv3和inv4。这里需要注意的是,为了使以上电路延时最小,应该使反相器尺寸逐 级等比放大1341,其比例因子e由式(4)给出。 e=(C。/Ci。)““ (3—22)

式中CL、CiⅡ分别为负责电容和输入电容,n为反相器链的级数,此处i1为4。因此, 在设计DriveP时,电路中各单元的尺寸应满足逐级等比放大的要求:反相器invl、inv2 尺寸相同,和逻辑电路中的尺寸相同,设其为单位尺寸;M1、M2和M3、M4为e
倍单位尺寸;反相器inv3、inv4分别为e2和e3倍单位尺寸。

inv2

图3.18.DriveP电路

3.3.4低功耗驱动电路 CMOS电路的功耗的主要有三个组成部分【35l,如式f3—23): Pf。脚=pi(CL XVDD‘×巧+Isc×VDD+Iu。h口×VDD (3-23)

式中第一项为开关损耗,其中c。表示负载电容,f表示时钟频率,pt表示发生开关导

通的概率;第二项为短路损耗,由NMOS和PMOS同时导通时的短路电流k产生;
第三项是由泄漏电流ILeak。。引起的损耗,取决于制造工艺f36,371。对于一般CMOS电 路而言,通过降低P。、CL、VDD和f的值来降低电路功耗。但是,对于DC/DC开关电 源而言,为了保证电路正常工作,以及各项性能,P。、CL、VDD和f的值不能只为了降

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低驱动电路的功耗而改变。 事实上,短路功耗占整个CMOS电路功耗的20%~50%【381,可以从这个角度思考 进一步降低功耗的途径。由前面分析可知,对于图3.18的驱动电路,由于要驱动功率 MOS管,需提供大的驱动电流,最后一级电路inv4的尺寸较大,瞬态短路时的电阻
较小,而且电源电压(VBody)较高,因此短路电流就比较大,甚至可能因此而损坏电 路。因此消除此级的短路导通,是该驱动电路低功耗设计的关键。

我们通过引入负跳沿延时单元来消除短路导通现象,降低驱动电路功耗。改进后 的驱动电路如图3.19所示。图中包含两个负跳沿延时单元Delayl和Delay2(图中虚 线框内的电路)。所谓负跳变延时就是对其输入信号的负跳变有较大的延时,而正跳 变则基本没有延时。下面以Delayl为例说明其工作原理:当其输入(即invl的输入 端)电压负跳变时,M9关断,电容c1上极板电位仍保持为低,输出(即inv2的输 出端)仍保持高电平。其后,invl的PMOS导通,通过电阻R1对电容C1充电,电 容c1上极板电位逐渐上升,直到达到反相器inv2的翻转门限Vm,输出跳变至低电 平。延迟时间tDELAY由式(3.24)给出。而当输入正跳变时,M9导通,对电容c1迅 速放电,电容上极板降至低电位,输出跳变至高电平,整个过程,基本没有附加延时。

t。∽=RI*CI*In vDVm。

f3—24)

改进后的驱动电路除增加了负跳沿延时单元外,还将图3—18中的反相器inv3、inv4 的栅极信号分成两路,一路由经由电平转移单元,控制上拉PMOS管,一路经由延时 单元,控制下拉NMOS管。这样,电平转换单元可以保证上拉PMOS管可靠地截止、 导通;延时单元则可以消除下拉NMOS管与上拉PMOS管的短路导通。当整流PMOS 的逻辑控制信号DriP正跳变时,Delayl没有附加延时,M6截止,同时,DriP经过 电平转换电路后,M5导通,使得M7的栅极为高电平,M7截止。但由于Delay2经 历负跳变,产生附加延时,使得M8在M7截止之后才导通,因此M7、M8在DriP 上跳变时不会发生短路导通。同样,由于负跳沿延时单元Delayl的延时,在DriP负 跳变时,M8先截止,M7后导通,也不会发生短路导通。

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综上分析,改进后的低功耗驱动电路可以有效的防止短路导通现象,保护驱动电 路的输出级,降低功耗。

图3.19改进后的低功耗驱动电路

3.3.5

DriveP电路仿真结果 我们用HSPICE对DriveP电路及其改进后低功耗电路进行了仿真。仿真条件为:

芯片的时钟频率f=1 MHz,输入电源电压为Vin=5 V,占空比D=50%,输出电压
Vout=10

V。图3.20为改进后的低功耗驱动电路的输入(DriP)/输出(PG)瞬态仿

真波形图,其上升时延t,=13.3 ns,下降时延tf=13.7 ns,这表明该驱动电路的驱动

能力能满足较高开关频率的要求。图3—21为两个电路的瞬态电流波形图,下面的为改 进后的电路的瞬态电流波形,由此可以看出,采用低功耗改进后,开关转换时的尖峰 电流从502mA减小到219mA,这有效地保护了驱动电路的输出级MOS管。另外, 通过对两个电路进行功耗模拟,得出改进前后电路的功耗分别为23.21 mW和18.73 mW,节省了19.3%。

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图3-20低功耗DriwP电路输入腧出仿真波形

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图3.21两种DriveP电路的瞬态电流波形

3.4软启动电路
典型的DC/DC开关电源在启动过程中,容易产生浪涌电流,可能对电子系统产 生损伤【391。经典的软启动电路是通过恒流源对电容充电来产生定时,并由电容上的电 压来限制电感电流或开关的占空比。为了保证启动过程足够缓慢,需要极小的充电电 流或很大的电容。由于工艺等因素上考虑,充电电流很难做到很小,而较大的电容也 是片内很难实现的,通常要通过外接电容的方法实现,这又增加了外围电路设计的复
杂度。

为了保证软启动的时间,同时又不采用外部电容,我们采用了脉冲充电方式的软 启动电路。通过减小充电脉宽,达到延长充电时间的目的。该电路可以使用较小的电
容(10 pF)实现较长时间(500“s)的软启动过程。

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3.4。1功能框图
图3—22是软启动电路的原理框图,下面分析其工作过程:系统剐加电或者芯片使

能信号剐有效时,Charge_Level信号即电容Css上的电压为零,因此Charge_Over信 号为低电平,允许电流源Iss对电容Css充电,芯片进入软启动模式。时钟信号CLK 经过降频、脉宽窄化处理后,控制电流源Iss对电容Css进行间歇性充电,使
Charge

Level信号成阶梯型缓慢上升,而此信号经过电压跟随器增强其驱动能力后,

再经过电平移动后输出,送至电流调整I_REG模块,限制电感最大电流。 当Charge_Level电压超过vREF时,充电检测比较器输出Charge_Over信号,经充 电控制模块快速降Charge_Level充至电源电压,同时关断时钟CLK的信号通路,另 外电平移动模块将输出SS的电压限制在VI。,软启动过程结束。
Ⅵ)n^

图3-22软启动电路框图

3.4.2软启动内部各模块分析 充电电路如图3.23所示,P38为充电电流源,P32为充电控制管,当Charge信为
低电平时,电流源对电容Css充电。左边的电路是充电电流偏置产生电路:基准电压

V。。,,通过三极管Q45后在电阻R46上产生偏置电流,然后通过X21与X20、Q41 和Q38组成的电流镜,将电流镜像到P37,通过P37产生偏置提供给电流源P38。注
意,PMOS管P31主要是为了满足P38、P37组成的电流源的匹配。充电电流Ichar。

可以简单的由式f3.25)得到:

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Ichqc=

生二坚塑。鱼。一AQ3s。监
R46 Amo A041 BP37

(3—25)
P38

式中Ax2l、Ax20、AQ38和A_Q41分别为X21、X20、Q38和Q41的发射极面积,B
和B P37分别为P38和P37的导电因子。

图3.23充电及其偏置电路

Chazge—pveo

图3.24充电控制电路

图3.25窄脉冲产生电路

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图3.24为充电控制电路,也是设计该软启动电路的关键。该电路的核心为一个5 分频单元,和一个窄脉冲产生单元。5分频电路将振荡器产生的时钟信号CLK的频率 降至1/32,以降低软启动时的充电频率,增加充电时间。窄脉冲产生电路如图3.25 所示。Delay部分主要用来对输入信号1N的上跳沿进行延时,而对于IN的负跳沿, 基本不延时。当玳从低电平到高电平跳交时, N28关断,IV2输出高电平,并通过

电阻R72对电容C8充电(电容两端电压在IN为低电平时为零),充电时问常数f= R72"C8。电容上极板电位不断上升,当其超过反相器IV3的转换电平Vm时,输出跳 变到低电平。其延时时间

t--R72tC8+In》 vD。
式中V矾为反相器IV3的最低输入高电平。

(3.26)
、 7

当IN从高电平跳变到低电平时,N28管导通,电容C8通过N28放电,放电过程 时间很短,输出跳变到高电平。由此可见,Delay电路的最大特点就是延时的非对称 性,即输出下跳变时间tf远大于上跳变时间tr。 对于图3.25的窄脉冲产生电路,当矾从低电平跳变至高电平时,与非门的一端 玳先跳变至高,但另~输入端,则要经过延时单元Delay8的延时才从高电平跳变至 低电平,在这段延时过程中,输出OUT为低电平,然后随着Delay8单元输出跳变至 低,输出OUT跳变至高电平。当输入IN从高电平跳变至低电平时,由于与非门的一 端已经为低电平,所以输出OUT维持高电平。由此,窄脉冲单元产生一个脉宽为

tP=R72+C8’In丢壁L的负向窄脉冲。
VDD

图3.26为软启动输出电路。由于电容上的Charge Level信号很敏感,需要增强其 驱动能力,于是其后接了一个电压跟随器。后面的X19、X18、040、P41、P41构成 电平转换选择电路。发射极接在一起的PNP管X19、X18将ss的电压钳位在两个基 极电位的较低者加上一个VEB的电位,见式(3-27):

vss=min{Ch—L,、k—VⅡ40)+V矗

(3—27)

由此可见,在软启动过程中,Ch L小于VR。,--VBE时,输出ss的电位为

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Ch_L+Vea,而当Ch_L大于VREF--VBE时,输出SS的电位为VR邛。输出SS送到I_REG 模块,通过限制LREG模块的输出lrH来限制软启动时电感电流的最大值。

%EF

图3.26软启动输出电路

3.4.3软启动电路的仿真

『…『……一i一::::.:-—。j—i—

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1m Timq l 5m 2m 2 5m 3m

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nin)盯圳E)

图3.27软启动模块瞬态仿真波形图

图3.27是HSPICE下软启动模块瞬态仿真波形图。从图中可以看出,启动时电容

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c9的电压Charge_Level为0V,此时Charge_Over信号为低电平,允许充电,软启动 过程开始。然后由Charge信号控制电流源对电容c9充电,充电脉冲周期为32Ⅳm, 脉冲宽度为32ns,因此充电占空比为0.1%,相当于将充电速度减缓了1000倍。
Charge 2 和ss电压成阶梯性缓慢上升。在 t=l .ms时, Charge Level leveL.压电号信

上升到Ⅵ口--VBE=O.65 V时,Ss达到最大值约等于Ⅵ∞。之后Charge_Level电压继 续上升,直到t=2.3 mS时,Charge_Level电压达到vREF,Charge_Over信号跳变至高

电平,使Charge信号维持在充电有效低电平,快速将Charge_Level电压充至电源
VDDA,软启动过程结束。

3.5反转保护电路
对于同步整流芯片,当电路工作在断续模式时,在整流管导通期间,电感上的电 流会下降至零,如果此时不关断整流管,将会有电流从输出Vout反向流过整流管, 导致功耗的浪费。因此需要电路检测电感电流的过零点,并及时关断整流管。图3.28 是我们设计的反转保护电路艰。

图3.28反转保护电路

反转保护电路包括以下几个部分:延迟电路、采样电路、比较器电路。采样电路 采样流过整流管的电流,并经过电平移动、放大后输出到比较器Comp
IR;ComE IR

比较采样电路的输出信号m s1和瓜s2,产生输出LR—OUT,为低电平时,表示整 流管内电流反相。同时比较器有置位控制端S1、s2,其中s2接DriN,开关管控制信 号,这样在开关管导通期间,IR OUT不工作,其输出维持高电平;置位端s1接延

41

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迟电路输出琅D,保证瓜不被误触发。 采样延迟电路的功能类似于后面将要介绍的上升沿隐匿电路:在开关管关断、整 流管导通瞬间,会在VSW端产生负脉冲,从而导致反转保护电路的误触发,因此需 要延迟m电路的工作。
IVl广————] NA2 IV3

洲—》山>{Dn伊卜盹。
DEU、Y2

图3.29

m延迟电路

瓜延迟电路如图3.29所示。DriN为开关管控制信号,当其为高电平时,开关管 导通:瓜D为m延迟信号,是紧随DriN负跳沿后的一个正向窄脉冲。电路中延迟 单元I)elay2和与非门NA2组成一个窄脉冲产生电路(详见Soft-start充电控制电路 图),对输入信号的正跳沿产生一个负向窄脉冲。整个电路检测DriN的负跳变,并 产生一个正向窄脉冲1R_D,使m电路延迟相应的脉宽时间,其脉冲宽度可以通过改 变DELAY2中的电容和电阻加以调节。
VoIIT



图3-30/R中的采样电路

采样电路实现以下几种功能:采样整流管电流并放大、电平移位、设置瓜翻转阈
值。

整流管的电流采样方法和开关管电流采样类似,可以通过采用SenseFET的方法
来实现。图3—30中PMOS管PWl9便是SenseFET,它与整流管并联,组成类似电流 镜结构,它们宽长比的比例决定采样电流的比例。电阻Rs用来将采样的电流信号转

42

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换为电压信号。采样后得到的电压Vm s可由式(3.28)得到:
Vm

s=Is*Rs+VOUT=滁*IR*Rs+VOUT



式中其中(W/L)MR为整流管的等效宽长比,IR为流过整流管的电流。当芯片工作 与连续模式时,琅恒为正,所以vm s恒大于VOUT,而当电路处于断续模式并且电 流反相时,取为负,VIR s小于VOUT。 图3—30中其余电路用来实现电平移动并将采样信号放大。N67和NT0为源极跟随 器输入级,将其输入信号IR—s和VOUT向下移动一个电平Vos,同时源极跟随器有 输入阻抗高,增益接近于1的优点。这里需要注意的是,由于N67、N70的源极电位 很高,如果采用一般的NMOS管,其衬底接地,则其衬底偏置效应将会非常严重, 因此对于这两个NMOS管我们采用特殊器件,其衬底可以不接地而接其源极(这是 我们选用的工艺库支持的)。PNP管X33、X31和R33、R34一起构成共基极放大单 元,并且进一步将信号电平的向下移动电平VEc;X32、X33和N46组成偏置电路。 输入信号IR_S和VOUT经过电平移动后得到的共模电平VcMo可以由式(3-29)得
到:

VCMo=V凶一Vos—vEc=妄IBR33
其中vcMI为输入信号的共模电平,IB为偏置管N46的电流。

(3—29)

皿的翻转闽值可以通过调节电阻Rs,MOS管PWl9的宽长比,以及电平移位电 路的增益得到。

3.6其它模块电路
3,6.1轻负载下效率提高电路 对于脉冲宽度调制PWM开关变换器,它的转换效率和负载的大小有关,是输出 电流的函数。在高负载工作情况下效率能够很高,然而在轻负载情况下,功耗相对比 较大,这是因为它有很大一部分功耗跟负载电流无关,这主要是开关的驱动损耗。对 于强制连续模式(Forced
Continuous

Mode)下工作的开关电源,轻负载下效率下降尤

其严重,这是因为开关每个周期都要开、关,因此驱动开关的损耗不变。如果变换器

43

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在满载工作时间相对不长,那么在轻载的能量损耗将会成为限制电池工作寿命的重要 因素,因此提高轻负载下转换器效率是很重要的。 解决这个问题的一种方法就是在负载足够小时,使开关变换器进入脉冲忽略模式
fSkip

Mode)。在该模式下,一部分开关周期被忽略,即开关管和芯片内部部分电路停

止工作,从而达到降低损耗的目的。这种方法的基本概念如图3.31所示,在轻负载情 况下变换器只有比较稀的脉冲群,在脉冲群与脉冲群之间变换器进入IDLE状态,开 关管和整流管都关断,电路空闲不工作,电感电流为零,通过输出电容上存储的能量 为负载供电。随着输出电容的放电,输出电压下降至低于下限阈值电压Vth一时,变换 器重新工作,产生一些脉冲群,对负载供电,并对输出电容充电,使得输出电压上升, 直到其达到上限闽值Vth+时,又进入1DEL模式。整个工作过程,振荡器产生的很多

脉冲下,电路都处于IDLE状态,就像这些脉冲被忽略了一样,所以称为脉冲忽略模
式(Skip Mode)。这种方法相当于降低了轻负载下的工作频率,所以使电路的开关损

耗大大降低,从而提高了轻负载下的效率。而且,随着负载电流的下降,变换器被忽
略的脉冲越多,IDEL时间越长,开关损耗越低。

该控制模式的主要缺点是由于开关频率不固定,开关噪声无法预测,产生的电磁 干扰更大,也给滤波电路的设计带了困难;另外,它也会使输出纹波增大。这在无线 通信领域是不太合适的,但是在待机状态频繁的应用中是非常合适的。


AcTIvE

cSk…iv l。[oz兰唧1
Vo(t)



盯翻
Vth+ vR
Vth一

图3.31

Skip

Mode工作原理示意图

基于以上原理,我们设计了芯片的Skip Mode控制电路。首先要解决的问题就是

如何判断轻载。一种简单的方法就是检测输出Vout,如果负载很轻,那么负载消耗的 电流就会小于电感所提供的电流,输出电压Vout就会相对较高。但是直接检测Vout 并不合算,可以直接利用EAMP的输出EA信号,当EA偏低时,就证明Vout偏高,

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也就是负载轻。另外就是设置Skip mode控制的上下门限阈值Vth+和Vth_。这可以通 过具有双阈值的迟滞比较器来实现。于是设计了图3—32所示电路,电路中迟滞比较器 Light_Load_Comp的两个翻转阈值分别为V+和V-,其输出Light输入Skip
Mode

Control模块,该比较器有两个功能:一方面用来检测是否轻载,另一方面设置上下闽 值门限;Skip
Mode

Control模块根据Ijght信号和m信号,产生关断信号Sleep,Sleep

信号用来关断开关管、整流管以及芯片中的部分电路(如振荡器、驱动电路、
PWM_Comp、Duty_Umit Comp等)。 下面详细介绍Skip Mode控制电路工作原理:当负载较轻时,Vout略有上升,导

致EAMP的输出EA下降,当其下降到1.ight_Load_Comp的低闽值V-以下时,表示 负载很轻,进入Skip Mode控制模式。首先,将开关管关断,并停止振荡器的工作, 然后等待反转保护比较器IR Comp的输出瓜负跳变(此时表明电感电流已经全部释 放),将整流管关断,并将Sleep信号置高,进一步关断部分电路。由于开关管、整流 管都关断了,输出电容对负载供电,输出电压缓慢下降。直到输出电压下降到Vth- 以下,EAMP的输出EA大于V+,Hght_Load_Comp的输出Light变低,Sleep信号 变低,振荡器恢复工作,其输出CLK正跳沿触发开关管导通,调整器恢复工作,对 负载和电容充电,使输出电压上升,直到上升到vth+,又进入关断模式。
VFB

VRE

图3-32

Skip

Mode控制电路

3.6.2上升沿隐匿电路 对于电流型PWM控制芯片,每个周期都要采样电感(或开关管)的电流,并通 过一个电流比器来控制峰值电流。电流比较器的一端接电流采样端,检测采样电流。 但是在每个开关周期开关导通的时候,采样电流Isense会产生一个很陡的尖峰,这样
就会误导电流比较器关断开关管。如图3.33所示:

45

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图3—33开关导通瞬问采样电流产生尖峰脉冲波形示意图

为了避免这种情况的发生,可以采用两种方法来实现。其中一种是外部RC电流 传感滤波电路,如图3.34所示。这种方法需要外接元件,增加了外围电路设计的复杂
度。

蜒静丸
图3_34外接RC电流传感滤波电路

卸S n

另一种方法就是采用上升沿隐匿方法,延迟电流采样电路的采样时间,待电流失 峰逝去后,再进行采样,其电路示意图如图3—35所示。采用上升沿隐匿后的波形见图 3-36。由于增加了电流采样使能信号CS_EN,保证了电流采样发生在开关导通引起的 尖峰脉冲之后,从而避免了开关管的误关断。

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图3.35上升沿隐匿电路示意图

k二

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『]广]
图3-36采用上升沿隐匿后的波形

本芯片的设计,采用内置的上升沿隐匿电路,从而省去了外部的RC网络。上升 沿隐匿电路如图3.37所示。PULSE为开关管触发脉冲信号,它的上升沿会触发开关
管导通。与此同时,PULSE信号的正跳会使RS触发器清零,输出CS EN为高电平,

禁止电流采样。这样,一方面,由于PULSE信号脉宽很窄,PULSE很快又跳变至低 电平,使Rs出发器处于保持状态,CS_EN仍然维持高电平。另一方面,cs—EN的 正跳变,要经过DELAY单元延时tD后,才产生一个低电平,该低电平加到或非门 NOR2的另一端(之前NOR2的另一端PULSE已经返回低电平),使或非门输出跳变 至高电平,使Rs触发器置1,输出CS—EN跳变至低电平,允许采样电路对电流的采 样。整个上升沿隐匿的时间即为DELAY单元的延时tD,可以通过改变DELAY单元 中的电容和电阻来调节。

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PUU;E

图3.37上升沿隐匿电路








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r——’———T———’———1———1———1————’一一一一l。’。’。l ain)(r础) 图3-38石面仿真波形图
Bu "hx Time

用HSPICE对上升沿隐匿电路进行仿真,得N—CS—EN的仿真波形如图3.38所示。 从波形图上可以看出,当PULSE正跳变时,—CS_—EN也跳变到高电平,禁止电流采样。
经过tD的延时后跳变至低,允许电流采样,从而达到了上升沿消隐的目的。
3.6.3

Duty_Limit_Comp

占空比限制电路的作用主要是防止开关NMOS管导通时间超过一个周期,长时间

流过大电流,损害开关管。首先要设置占空比的上限值,该值为多大比较合适呢?这 由本芯片的输入输出电压的范围来确定。当输入电压取最小值,输出电压取最大值时, 可以得到芯片正常工作时的最大占空比。对于本芯片的设计,输入电压最小为2.4V,
而输出的最大值15.5 V,由式f3.30)可以得到芯片正常工作范围内占空比的最大值84.5 %。那么占空比限制电路设置的占空比上限DLIMrr应该比这个DMAX略大一些,我们 设为87%。

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。一十≤烹十筹剐黝
式中vm。.m和Voumax分别是输入电压最小值和输出电压最大值。

ps。,

设计该电路的关键就是如何检测占空比信号。由于占空比是一个和时间有关的量, 那如何转化成电路能检测的量呢?这需要建立这样一个概念:对于一个时钟周期而 言,振荡器产生的锯齿波是从每个开关周期开始时单调上升的,那么每一个占空比, 就会对应一个开关管的关断时刻,也就对应一个锯齿波的幅值。也就是说,锯齿波的 幅值反映了占空比,占空比越大,开关管关断时刻锯齿波的幅值就越大。鉴于上述思 想,我们设计了占空比限制电路(Duty_Limit_Comp),其电路如图3-39所示。该电 路将锯齿波信号RAMP电压与一个基准电压进行比较,比较器的输出Duty—L被送到 逻辑控制电路,如果在占空比达到其上限值DL瑚rr之前,开关管已被关断,则DutyJ. 不起作用,否则Duty—L将强行关断开关管。占空比的上限值DL蹦rr可以通过电阻R9 和R]0的分压来确定。对振荡器进行瞬态仿真,找到占空比为87%时对应的锯齿波 的电压VRAMP(对于本芯片设计的振荡器为1.24V),由此来设置R9和R10的比值。

旦:1一旦些:卜坐:0.03
R10 VRⅡ 1.28
R^H P O U T Y—L V开E F

r3.311
、 ’

图3.39占空比限制电路

用HSPICE对占空比限制电路进行瞬态仿真,仿真波形如图3.40所示。图3.40 中上面的波形为振荡器产生的锯齿波RAMP信号,下面的波形则是占空比限制电路的 输出Duty_L。从仿真波形来看,Duty_L在每个振荡周期的87%占空比处下跳,关断
开关管。

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r’—————1。————1——————’—————7—————’—————1—————1一———一一。。一。I
6u Time

din】frI肛)

图3.40占空比限制电路瞬态仿真波形图

3,6.4过热保护电路 电源芯片中,往往功率消耗较大。如果在某些异常情况(电源短接、内部短路)下, 产生的功耗会急剧增大并使芯片温度持续升高。温度的升高对芯片的稳定工作是不利 的,并可能对芯片产生永久性的损害。为了保护芯片在此情况下不至于损坏,往往需 要将过热保护电路集成在芯片内部。过热保护电路一般利用双极器件的温度特性来检 测温度【矧。

昔耖 垂一1
图3-41传统的热保护电路

UCC

图3—41是一种传统的过热保护电路141】。该电路利用三极管射极一基极电压Vm 随温度上升而下降的特性,当温度超过设置的阈值时,VEB00下降至vR。,之下,输出 OTP信号正跳变,关断相关电路。但这种电路存在着一个很大的不足:电路始终存在 静态电流10,也就是说始终有直流损耗。另外,该电路没有迟滞功能,可能会导致芯 片在翻转阂值附近反复的切换状态。为了解决这些个问题,我们设计了一种具有迟滞

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特性的常温下零静态电流过热保护电路。
我们设计的过热保护电路如图3—42所示。图中VR。,为带隙输出电压,约等于1.2V;

BIAS2为偏置信号,提供恒定电流偏置;OTP为过温保护信号,芯片过温时从低电平 跳变到高电平,输出到控制模块,关断芯片中绝大部分的电路。该电路利用三极管

Q46、Q48的、k的随温度变化具有负温度系数的特性,实现对温度的检钡4;Q47和
P35的电流比较实现过温信号的输出。下面具体分析电路的工作原理:

图3.42过温保护OTP电路图

常温下,由于基准电压vR。,<2VBE,所以三极管Q46、Q47和Q48都截止,流
过Q48、Q47集电极的电流为0。此时由于流过电流源P35的电流为零,2点的电位

为高,经过三级反相器IVl、IV2、IV3后,OTP输出低电平,过热保护电路处于无效 状态。这里需要注意的是,基准电压vR。,的选取应能保证在相当大的温度范围内流过
三极管Q46、Q47和Q48的电流为零。由于OTP为低电平,N93截止。

三极管Q46、Q47和Q48的VBE具有负的温度系数,通常为-2 mV/oC。随着温度
的上升,

Q46、Q48的VBE减小,流过Q48集电极的电流增大,而由于Q48、Q47

组成电流源,Q47的集电极电流也相应增大。当温度升到TH时,Q47的集电极电流

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等于参考电流IB脚之后,2点电压急剧下降到反相器1V1的输入低电平门限vⅢ以下,
IVl输出高电平,OTP输出高电平,用来触发关断、保护操作。此时N93导通,电阻 R57被短接,流过048、047集电极的电流更大,所以当温度下降时,需要降到TH 以下的TL时,才能使流过047集电极的电流等于IBtAS2,表现出迟滞特性。N93的 W/L可以取的大一些,以使在OTP为高电平时,R57被更好的短接。之后,2点电压
迅速上升到反相器IVl的输入高电平门限Vm以上,使IVl输出低电平,OTP输出低

电平,芯片恢复正常工作。 下面计算TH、TL的表达式。假设VREF为带隙基准电压,与温度无关;且VBE046 =VBE047=VBE048=VBE,且它们的温度系数相等:046、Q47、048的B相等,且很 大,这样它们的集电极电流约等于发射极电流;屯阻的温度系数很小,忽略不计。 温度从室温T0开始的上升过程:初始时OTP为低电平,N93截止,流过Q48集
电极的电流

Ic0。,吨。。一器(3-32)
IntAs2=lc048一-——1丽岽争~(3-33)
v肼一2[vBE0

温度上升至TH时,

q"等(TH—T0)】

所以

TH却鳖墨%产
‘0T



当温度超过TH后,2点电位迅速下降,OTP输出高电平,热保护电路使芯片停
止工作。

温度下降的过程:初始时OTP为高电平,N93导通,R57被短接,温度下降至
TL时,

1BIAS2=IC048=———i岩—~(3-35)

VREF一2【vB。+等(TH—T0)】

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所以

:====================t========

城+鳖专皆艘


(粥6)

aT

当温度下降到TL以下时,OTP输出低电平,芯片恢复工作。 迟滞温度

俅k母一茬

通过改变R57和偏置电流IBIAs2来调节。

(3-37)

从(3.34)、(3.36)并n0—37)式看出芯片热保护电路开关存在迟滞, 迟滞的大小可以

图3-43芯片热保护迟滞开断

下面计算一下该电路工作的静态电流:常温下,由于Ⅵ。<2VBE,所以三极管 046和Q48都截止,流过Q48集电极的电流为O;同时,由于Q47和Q48组成电流 镜,所蛆流过Q47集电极和P35的电流也为零;三级反相器的静态电流也为零;所以 常温下,OTP电路的静态电流为零,实际情况下静态电流为电路的漏电流(1eakage current)。

当输出OTP为低电平,温度达到到vI。>2VBE∞,但又低于TH时,静态电
流Io:

当OTP为高电平,静态电流:

Io-I删“娜;2错(3-38) Io-Ic0。,“旷I。一。:=错“。:(3-39)

只要保证VR。,的值在相当大的温度范围内满足、,肛,<2VBE,就能保证芯片正常

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条件下,OTP电路的静态电流几乎为零。

用HSPICE对OTP电路进行仿真,得到输出o,rP随温度变化的波形图,如图3—44 所示。从图中可以看出该过热保护电路有在温度上升到一定的温度TH时,输出会正 跳变;当温度从高降低的过程中,温度下降到一个低于TH的温度TL后方能使输出重 新回到低电平。当电源电压VIN=2.7V时,高温阈值TH=150。C,低温阈值TL=115 oC,迟滞温度△T=35 oC,满足设计要求。但是,对于VIN=5 V,和v矾=7 V时, 翻转阂值TH和TL及迟滞温度△T都会赂有上升,这主要是因为偏置电流IBtAS2随电 源电压VIN略有增加,由式(3-34)、(3.36)、(3-37)可以得到解释。改进的方法是尽量 使产生电流偏置IBIAS2与电源电压无关,从而保证温度阈值的稳定。



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50

TemPIOOmt口e Qin)衄G-c)
图3—44 OTP温度扫描仿真曲线

1卯

3.6.5


AntiRinging

AntiRingging原理f42】

首先介绍一下振铃的产生及危害。电路中的振铃(Ringing)和环绕振荡(Rounding) 是由于电路中过度的电容和电感引起的。振铃属于欠阻尼状态,而环绕振荡属于过阻
尼状态。

在由电容和电感两种不同的储能元件构成的电路中,随着贮能在电场和磁场之问

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的往返转移,电路中的电流和电压不断地改变大小和极性,形成周而复始的振荡,在 没有消耗能量时,这种振荡是一种等幅振荡。如果电路中存在电阻,那么贮能终将被 电阻消耗,振荡不可能是等幅的,而是减幅,振幅将逐渐衰减而趋于零。这种振荡成 为阻尼振荡或衰减振荡。振铃属于阻尼振荡,只是由于阻尼过小,属于欠阻尼,从而 形成很明显的振铃现象,将阻尼增大可以增大振铃的衰减。 振铃现象是反复出现的过冲和下冲。过冲(Overshoot)就是第一个峰值或谷值超 过设定电压——对于上升沿是指上升电压,而对于下降沿是指最低电压。下冲是指下 一个谷值或峰值。过分的上冲能够引起保护二极管工作,导致过早的失效。过分的下 冲能够引起假的时钟或数据错误(误操作)。另外,振铃的高频振荡会对电路产生高 频干扰,可能会严重影响芯片的正常工作,所以现在大部分芯片都采用了抗振铃
(AntiRinging)电路。 接下来介绍AntiRinging方法。振铃的产生有多方面的因素,其表现为信号反复反

馈振荡,可以通过适当的端接或增大阻尼使其衰减予以减小,但不能完全消除。
最常用的方法是将电感两端端接或并联一个小电阻达到抗振铃的目的。 另外,也可以在寄生电容两端并联电阻,例如,在Buck型DC--DC稳压器中, 在寄生电容两端并联一电阻,从而增大阻尼,达到衰减的目的。 2本芯片设计的AntiRinging

内嵌的AntiRinging电路用来消除转换器进入断续模式时VSW节点产生的
Ringing。当系统进入断续模式时,流过电感的电流会过零,为了防止从输出电容回流

至电源的反向电流,整流PMOS管会关断。贮留在晶体管和电感的寄生元件中的能量 会在VSW节点形成Ringing。我们设计AntiRinging电路通过短接电感(即将VSW节 点钳制在VIN),来抑制Ringing,器电路图如图3-45所示。 m信号为IR Comp模块的输出,当整流管电流反相时,其跳变至低电平,关断
整流管,其它时刻,保持高电平。HP3、HP2用来短接电感,它们的尺寸都比较大,

而且必须采用高压管。之所以采用两个PMOS管串连,是因为VSW端的电压会在 GND和Vout之间变化,如果只用一个MOS管,会导致其衬底二极管的导通。另外 需要注意的是,由于HP2、HP3的宽长比较大,逻辑信号IR很难驱动,因此增加了

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两级尺寸逐级增大的反相器,以增强其驱动能力。

工开

图3—45

AntiRinging电路

56

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4芯片全局仿真及分析
本章将对芯片进行全局仿真,来验证芯片的功能和性能。

4.1启动性能仿真 在瞬态仿真中,通过在豆面丽引脚加从低到高的阶跃信号,观察芯片的启动性能,
图4—1为用HSPICE进行的芯片启动性能仿真波形图。

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图4-1芯片启动特性仿真波形图

从波形图上可以看出芯片软启动过程分两个阶段。第一个阶段(即快速预充电阶 段):芯片启动时,在Vout<Vin之前,整流管常通,开关管断开,因此输入电源V'm 直接对输出电容和负载供电,输出电压Vout上升很快,在仿真波形图上体现在Vout 刚开始时的快速上升和电感电流I。的一个380 mA的尖峰电流。但由于该阶段输出电 压小于LED的开启电压,所以尖峰电流主要用来对输出电容充电,LED电流仍为零, 并不会损坏LED。第二阶段段(缓慢限流阶段),从150“s至900/is,脉冲电流对电 容Css充电,ss呈阶梯状缓慢上升,电感峰值电流被限制在150 mA,LED电流被限
制在22mA以内。

由此可见,由于采用脉冲式充电方式,使芯片的软启动时间达NT 800/zs之久, 并且有效限制了LED电流。

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4.2输出纹波仿真
输出纹波是DC/DC电路的~个重要参数,表征了输出电压在稳定僵上一F波动的 范围。输出纹波主要由输出电容及其等效串连电阻(ESR)iJ『起输出的波动的叠加,其 计算公式见式(4—1):

vrjppJ。=vrjPPle(c)+VfjPPJ。(EsR)

(4.1)

式中Ⅵ荆雌酏)和u州c)分别是由输出电容及其等效串连电阻(EsR)引起的
输出的波动,它们的计算公式由式(4—2)和(4—3)给出: (4?2) (4—3)




Ⅵpplc(ESR)=IP-P



EsR(c。。t)

式中,I。。AD负载电流,f0。。为开关频率,Ip.p为电感峰-峰值电流。 用HSPICE对芯片做瞬态仿真,观察系统稳定时Vout的波形,得到图4.2。波形

中显示,U。l。=O.02V,所以纹波系数仅为1.64%。如果希望纹波更小,我们可以加
大输出电容CoUT,或选择等效串连电阻较小的电容,或采用较大的电感,以减小电感 的峰一峰值电流。



12.2 i2.18



12.14



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1 75m

Ctin)crzmE)

图4-2

vouT纹波波形

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4.3转换效率仿真
对于便携式应用,效率是非常关键的指标。为此,通过HSPlCE仿真对芯片工作
于2.7
V、3.3

v和4.2 V电源电压下的效率进行了测量,测量结果绘于图4—3中。从

图中的曲线可以得出以下结论:首先看5 mA以下的区域,即轻负载区,这一区域效 率比较低,但由于引入轻负载比较控制电路,该段效率下降不算太严重。随着负载的 增大,效率曲线呈上升趋势,10 mA以上,是芯片理想工作区域,该段基本保证效率
在70%以上。

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LED

15

20

25

Current(mA)
¨n=3.3V— Vin=4.2Vf

¨n=2.Ⅳ

图“3芯片转换效率随输出电流的变化曲线

4.4过压特性仿真
根据Step—up DC/DC芯片原理,断开负载,输出电压会持续上升,于是采取断开

负载的方法仿真输出过压特性。仿真波形见图4—4,从图中可以看出,当输出电压高
于15.5 V时,OVP电路就会检测出过压,输出置高,关断开关管与整流管;当输出 电压下降至14.6 V后,OVP才负跳置零,芯片恢复工作。

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图4-4负载断开时仿真过压特性

4.5

PWM方法亮度调节
能够使用外部PWM信号调节白光LED的发光强度也是本芯片的一个重要功能。

为了仿真PWM亮度调节功能,在SHDN引脚加一200 Hz的方波,观测电感电流、
LED电流和输出电压,得到图4—5所示波形。从该图可以看出,当SHDN输入低电平 时,芯片停止工作,LED上的电流为零,有效实现了负载隔离;当SHDN为高时,芯

片恢复工作,并且LED电流很快达到最大值。因此,可以通过改变方波的占空比来 实现LED的亮度调节。








Time


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8ID

I加

图4-5 PWM亮度调节瞬态波形图

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4.6小结
本章用HSPICE对芯片进行了全局仿真:芯片启动时间达到800口s,输出纹波仅 为1.64%,中等负载下转换效率在70%以上,输出电压达到15.5 V时有效的过压保 护,能够实现PWM亮度调节功能,总体上说设计的芯片达到了预期的要求。仿真结
果为后一步的工作提供了指导意义。

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5结论
白光LED驱动器芯片是目前电源管理芯片市场的研究热点。对于白光LED驱动, 关键是要提供恒定的电流,以保证发光强度的稳定和均匀。利用升压式DC/DC转换器 来驱动白光LED的方法,具有高效率、高精度、高匹配度、应用灵活等优点,广泛应
用于便携式产品中。

本文,设计了一款用于自光LED驱动的升压式Dc/Dc芯片。文中,首先搭建了芯片 的整体构架,芯片采用了电流模式PWM控制方式和同步整流技术,从而提高了瞬态响 应速度和转换效率。接着,设计了芯片中的带隙基准电路、电流采样及斜率补偿电路、 轻负载比较器电路、功率管栅极驱动电路、软启动电路、反转保护电路等,并给出了 仿真结果。最后,用HSPICE对芯片进行了全局仿真:芯片启动时间达到800∥s,输出
纹波仅为1.64%,中等负载下转换效率在70%以上,输出电压达到15.5 V时有效的过压 保护,能够实现PWM亮度调节功能,总体上说设计的芯片达到了预期的要求。 本设计中的创新点主要体现在以下几方面:

1.对于电流采样电路,抛弃了经典的串联电阻采样的方法,而采用SENSEFET无 损耗采样法,降低了采样损耗。 2.对于整流管栅极驱动电路,通过引入负跳沿延时单元,消除了CMOS瞬态短路 导通现象,降低了功耗,保护了输出级。
3.软启动电路采用脉冲式充电方式,降低充电占空比,在不用外接电容的情况下 实现700/zs以上的软启动时间。

虽然芯片基本满足设计要求,但是设计中还存在一些问题:
1. 2.

芯片带隙的电源抑制性能不够。 芯片的转换效率,还有可以提升的空间。

以上这些问题将在后续的工作中进行改进。

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首先,感谢我的导师邹雪城教授,是他给了我去工程中心开展研究的机会,为我 提供齐备的科研设旌和良好的工作环境。同时,邹老师还在事业和生活上给我以指导 和帮助,不仅助我顺利读研至今,还为我指明了前进的方向,帮我勾画了将来的蓝图。 接着,感谢刘三清老师,刘老师帮助我解决了一个一个的技术难题,而且他严谨 的治学态度、幽默的言语、儒雅的举止、火热的心肠都是我学习的典范。 再就,感谢武汉集成电路设计工程技术研究中心的领导和同事,他们给了我工作 和生活上的很多帮助。工程中心给我最深的感受,是它和谐融洽的氛围和宽松愉悦的 环境,在工程中心的两年,是我开心难忘的两年,我学到了Ic设计的知识,初获项 目管理的经验,接受了岗前培训,结识了一批同道中人。 然后,感谢项目组的其他同学。他们是1051项目中陈卫洁、邓敏,221项目中的 尹璐、田欢、涂熙、骞海荣、王潇。项目中,我们团结协作,甘苦与共;生活中,我 们嬉闹娱乐,互帮互助。在论文写作时,他们也给了我很大的支持和帮助。 还要感谢曾经给予我帮助的所有老师和同学,是他们让我乘风破浪,顺利航行。 最后,感谢我的父母,正是他们默默的支持才有今天的我,才有这篇论文。

二零零六年四月于华工

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