LLC谐振变换器参数的设计方法

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摘要:介绍了一种 LLC 谐振变换器参数的设计方法。基于高效率、高功率密度的要求,通过研究各参 数对电路运行和性能所造成的影响,设计最优化的参数以满足变换器的设计要求,并给出实验结果。

关键词:关键词:LLC 谐振变换器;参数优化;高功率密度

Abstract:The design method of parameters in LLC resonant converter is introduced. In order to satisfy the demand of h igh efficiency and high power density, a method of optimization of parameters in LLC resonant converter is elaborated on the base of taking an investigation of the effect in operation or performance caused by variation in parameters. Th e experimental results have verified the validity of the proposed design and optimization method.

0 引言 随着开关电源 开关电源的发展,软开关技术得到了广泛的发展和应用。作为谐振型软开关拓扑的一个代表———LLC 谐振变 开关电源 换器,其以功率密度高、开关损耗小等优点,已经成为近年来一个研究热点。如何最优设计 LLC 谐振变换器的参数,使其 在软开关的条件下满足输入输出变化的要求就显得尤为重要。本文介绍了一种 LLC 谐振变换器的参数设计,并用实验结 果验证了其有效性。 1 电路概述 图 1 为半桥结构的 LLC 谐振变换器的主电路拓扑,两个主开关 S1 和 S2 构成一个半桥结构,其驱动信号均是固定 0. 5 占空比的互补信号,串联谐振电感 Ls、串联谐振电容 Cs 和并联谐振电感 Lp 构成 LLC 谐振网络。该谐振网络连接在 半桥的中点和地之间,因此谐振电容 Cs 也起一个隔直的作用。在变压器副边,整流二极管 D1 和 D2 组成中间抽头的整 流电路,整流二极管直接连接到输出电容 Co 上。当并联电感 Lp 上的电流 iLp 大于谐振槽路上的电流 ip 时,电流 ip1 大于零,原边向副边输送能量,同时并联电感两端电压被箝位,参与谐振的只有串联谐振电感 Ls 和串联谐振电容 Cs, 此时的谐振频率称为串联谐振频率,记作 fs;当并联电感上的电流 iLp 在其上箝位电压的作用下线性上升到与谐振槽路 电流 ip 相同时,电流 i p1 减小到零,原边不再对副边传输能量,此时并联谐振电感 Lp 与串联谐振电感 Ls、串联谐振 电容 Cs 一起参与谐振,其谐振频率称为串并联谐振频率,记做 fm。当开关管的工作频率小于 fm 时,变换器工作在容 性状态;当开关频率处于 fm 和 fs 之间时,变换器工作在感性且副边整流二极管处于零电流关断状态;当开关频率大于 fs 时,零电流关断条件不再存在,LLC 等同于一般的串联谐振电路。

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图 1 LLC 谐振变换器的主电路 2 LLC 变换器的建模和参数设计 开关管 S1 和 S2 互补导通,在 vAB 上形成一方波电压;因为输出恒定,所以通过全波整流电路和中间抽头变压器等 效到变压器原边同样形成一个方波电压,如图 2 所示为 LLC 谐振变换器的交流等效电路。 图 2 中 RAC 为电压型负载全波整流电路的交流等效负载

图 2 LLC 谐振变换器交流等效电路 用交流分析法可得到交流基波电压增益:

式中:k 为系数,k=Lp/Ls; fs 为谐振频率 f 为开关频率。 而 Ein 和 Eo 分别为输入、输出电压基波有效值,其值为

串联谐振电路品质因数

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经推导直流增益为

根据以上推导的直流增益解析式,再采用 Mathcad 得到直流增益与工作频率的关系如图 3 所示。横坐标是开关频率与 串联谐振频率的比值 x 越 f/fs;纵坐标是直流增益。

图 3 k 值不变情况下,同 Q 值时的电压增益频率特性 首先设计匝比 n,为使电路工作在串联谐振频率以下和串并联谐振频率以上这个范围内,将最高输入电压时的工作频 率固定在串联谐振频率上。从图 3 中我们可以看到不同 Q 值的电压增益曲线在串联谐振频率点时汇聚在一点上,据此可 以得到式(3),即

通过式(3)可以解出匝比 n。然后进行 k 值的设计:由图 4 可以看到 k 值越大,最小开关频率和谐振频率之间的比 值(即 x 值)就越小,也就意味着当输入电压变化时,开关频率变化范围也就较大,这样不利于变压器的工作;而同时 如果 k 值较小,即并联电感 Lp 相对较小,这样流过 Lp 的旁路电流也就较大,则并联电感上的损耗较大,影响传输效率, 所以 k 值的选取存在着矛盾,不可走极端,要折衷选取。

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图 4 Q 值不变情况下,同 k 值时的电压增益频率特性 在 n 和 k 值已确定的情况下,设计 Q 值,随着负载的变轻,Q 值越来越小,所以只需计算出一个满足增益要求的 Q 最大值即可。 3 LLC 变换器的参数优化 由于谐振槽路电流 ip 的大小直接决定开关管的通态损耗,而且也标志了流过并联电感以及变压器的电流,所以我们 将其作为优化的对象。由图 5 可以写出式(4)。

图 5 谐振槽路方波电压基波分量与谐振电流关系图 式中:渍为电压和电流之间的相位角;



代入式(4)后得

先固定 Q 值和串联谐振频率,变化匝比 n 和 k 值时,利用 Mathcad 对上述的 Ip 解析式进行比较,如图 6 所示。从 图 6 中我们可以看出匝比 n 越大,在相同的 k 值下谐振电流峰值 Ip 就越大,也即损耗越大;且匝比 n 越大,k 的取值

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范围就越小。因为在相同的匝比下 k 值越大,其最大增益就越小,所以当 n 比较小时,k 值一旦取大,最大增益就无法 得到满足。所以在满足最大增益条件下匝比 n 应取得越小越好。

(a)当 n=21 时

(b)当 n=31 时

(c)当 n=41 时

图 6 不同匝比下,k 值变化时与槽路电流 Ip 的比较 4 实验结果与波形 如图 7 所示 CH2 是 vAB 上的电压波形, CH1 的是下管 S2 的驱动波形。 从图 7 中可以看出 LLC 谐振变换器工作在软 开关条件下。而图 8 是 vAB 电压与谐振槽路电流 ip 的实验波形图。

vds:50 V/div;vgs:10 V/div;t:500 ns/div 图 7 vAB 电压和 S2 的驱动波形

vin:100 V/div;ip:0.1 A/div;t:500 ns/div

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图 8 vAB 电压波形和槽路电流波形 图 9 是根据实验实测数据绘制的在相同 k 值时,输入电压变化时不同匝比的效率比较图。从图 9 相同 k 值下袁匝比 n 变化时下的实验效率图 9 中我们可以看出匝比 n 越大,效率越低;而匝比较小时,并联电感上的电压也较小,导致并 联电感上的电流较小,引起槽路电流减小,不足以释放完开关管寄生电容上的能量,使得开关管的软开关调节失去,所 以匝比 n 为 21 时,当输入电压大于 200V 后效率急剧下降。

图 9 相同 k 值下袁匝比 n 变化时下的实验效率


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